第頁摘要隨著電力電子技術(shù)在新能源、智能電網(wǎng)等方面的應(yīng)用，高壓大功率的電力電子設(shè)備的應(yīng)用日益廣泛。由于器件制造工藝的限制，大功率開關(guān)器件的功率處理能力和開關(guān)頻率之間存在著矛盾，往往功率等級越高，開關(guān)頻率就越低。在功率開關(guān)器件沒有本質(zhì)突破的前提下，多電平變流器無疑是解決高壓大功率變換問題的最好選擇。本文在分析傳統(tǒng)多電平變流器拓?fù)涞幕A(chǔ)上，重點(diǎn)對模塊化多電平變流器(ModularMultilevelConverter，MMC)的拓?fù)浼捌淇刂撇呗赃M(jìn)行了深入的研究。本文首先概述了幾種典型的多電平變流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制策略，提出載波移相正弦脈寬調(diào)制技術(shù)（CPS—SPWM）更適合于本文所采用的MMC的拓?fù)?。其次，詳?xì)分析了MMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作原理，建立了MMC的等效數(shù)學(xué)模型，以該模型為基礎(chǔ)，提出了CPS—SPWM技術(shù)在MMC中的實(shí)現(xiàn)方法，并研究了直流電容電壓的控制策略。最后利用PSCAD/EMTDC仿真軟件進(jìn)行了仿真驗(yàn)證，通過對系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)特性、動態(tài)特性的分析，證明了本文所分析的控制策略的可行性和有效性。關(guān)鍵詞：模塊化多電平變流器；載波移相SPWM；電壓控制TopologyandSimulationof

multilevelconvertersAbstractWiththedevelopmentofpowerelectronictechnology

intheNewEnergy,

intelligentElectricGrid

andtheotheraspectsofthe

applicationofpowerelectronic

equipment,thepowerelectronicwith

highvoltageandhigh

power

ismoreandmorewidely.

Dueto

the

limitation

ofdevicemanufacturingprocess,

thereisacontradictionbetweenthe

large

powerhandlingcapability

andswitchingfrequency,usually

thepowerlevel

ishigher,theswitchingfrequency

is

lower.

Aslongasthereisnoessential

breakthroughinpowerswitchingdevices,

multilevelconverter

isundoubtedlythebest

choicetosolve

theconversionofhighvoltageandhighpower.

Basedontheanalysisof

thetraditional

multilevelconverter

topology,

thispaperfocusesonthe

topology

andcontrolstrategyofModularMultilevel

Converter(MMC).Thispaperfirstlyoutlinesseveraltypical

topologyandcontrolstrategyof

multilevelconverters,

proposed

carrierphaseshiftedSPWM(CPS—SPWM)

technologyismoresuitablefor

use

in

the

MMC.

Secondly,thispaper

putsadetailanalysisofthetopologicalstructureandworking

principleofMMC,

establishestheequivalentmathematicalmodelofMMCbasedonthemodel,

putsforwardthe

realizationmethod

ofCPS—SPWM

inMMC

andthecontrolstrategy

ofDCcapacitorvoltage.

Finally,

itissimulatedbyPSCAD/EMTDC

simulationsoftware,

throughtheanalysisofthe

steady-statecharacteristics,

dynamiccharacteristicsofthesystem,

provesthefeasibilityandeffectivenessof

thiscontrolstrategy

analysis.Keywords:

MMC;

CPS—SPWM;

voltagecontrol

目錄摘要 IAbstract II第1章：緒論 11.1多電平變流器的研究背景及其意義 11.2多電平變流器的研究現(xiàn)狀 11.2.1多電平變流器的基本拓?fù)?21.2.2多電平變流器的控制策略 81.3本文的主要研究內(nèi)容 11第2章：MMC 132.1MMC的工作原理與模型 132.2CPS—SPWM技術(shù)在MMC中的應(yīng)用 162.3電容電壓控制 202.3.1電容預(yù)充電 202.3.2穩(wěn)壓控制 202.4本章小結(jié) 23第3章：基于CPS—SPWM的MMC系統(tǒng)仿真 243.1穩(wěn)態(tài)仿真分析 243.2動態(tài)響應(yīng)分析 273.3本章小結(jié) 31第4章：總結(jié)與展望 32致謝 33參考文獻(xiàn) 34第1章：緒論1.1多電平變流器的研究背景及其意義隨著世界經(jīng)濟(jì)的不斷發(fā)展，人們對于電力的需求越來越大，由于能源短缺問題的日益嚴(yán)重，關(guān)于環(huán)境保護(hù)的議題也越來越受到人們的重視，以太陽能、風(fēng)能等可再生能源進(jìn)行發(fā)電的技術(shù)正逐漸成為未來電力系統(tǒng)技術(shù)的重要發(fā)展方向和研究熱點(diǎn)[1]。但這些清潔能源位置往往很分散、遠(yuǎn)離電網(wǎng)，基于電壓源型變換器的高壓直流輸電系統(tǒng)(HighVoltageDirectCurrentbasedonVoltageSourceConverter，VSC-HVDC)能將這些小型分布式的電源系統(tǒng)通過靈活、經(jīng)濟(jì)、環(huán)保的方式接入交流電網(wǎng)，而高壓大功率的電壓型變換器是該類系統(tǒng)的核心部件[2,3]。在高壓應(yīng)用領(lǐng)域中，變換器處理的功率等級較大，為了獲得良好的輸出波形質(zhì)量，需要盡可能提高電力電子功率器件的開關(guān)頻率。但功率開關(guān)器件的開關(guān)頻率和功率處理能力之間往往存在矛盾，功率開關(guān)器件能處理的功率越大，允許的開關(guān)頻率越低，因此在提高傳統(tǒng)電力電子變換器電壓和能量處理等級的同時，難以改善其輸出性能。在功率開關(guān)器件沒有本質(zhì)性突破的前提下，多電平變流器毫無疑問是解決高壓大功率變換問題的最好選擇[4]。多電平變流器通過改進(jìn)傳統(tǒng)兩電平變流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)來產(chǎn)生多于兩個電平的輸出，避免了功率開關(guān)器件直接串聯(lián)，具有輸出電壓高、諧波含量低、電壓變化率小、功率開關(guān)器件電壓應(yīng)力小、開關(guān)頻率低等優(yōu)點(diǎn)[5]。為了在提升電力電子裝置容量的同時改善其性能，人們對大功率多電平變流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和調(diào)制技術(shù)進(jìn)行了研究。1.2多電平變流器的研究現(xiàn)狀多電平變流器的概念最早由A.Nabae等人在1980年IAS年會上提出的。但由于這類結(jié)構(gòu)所使用的開關(guān)管子較多，控制的自由度較大，因此控制難度大，可實(shí)現(xiàn)性較差，在當(dāng)時其并沒有受到眾多學(xué)者的關(guān)注。80年代后期，隨著GTO、IGBT等大功率器件容量的提高和以DSP為代表的智能型控制芯片的出現(xiàn)，多電平變流器才逐漸得到廣泛的研究與應(yīng)用。隨后歷經(jīng)三十年多年的發(fā)展，多電平變流器技術(shù)在拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、控制策略等方面都取得重大的突破和進(jìn)展。目前，多電平變流器已經(jīng)形成了二極管箝位型多電平變流器、飛跨電容型多電平變流器、級聯(lián)型多電平變流器、模塊化多電平變流器（，MMC）這種典型多電平變流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，與之相對應(yīng)，現(xiàn)有成熟的調(diào)制方法主要有：階梯波脈寬調(diào)制、基于載波的脈寬調(diào)制(，PWM)技術(shù)、空間矢量PWM技術(shù)等。本節(jié)將會對這些典型的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制策略進(jìn)行介紹[6,7]。1.2.1多電平變流器的基本拓?fù)?.二極管箝位型多電平變流器圖1.1五電平二極管箝位型變流器單臂拓?fù)鋱D1.1所示為五電平二極管箝位型變流器的單臂拓?fù)鋄5]。其中，C1=C2=C3=C4為分壓電容，因此有UC1=UC2=UC3=UC4=Ud/4；D1、D2、D3、D1’、D2’、D3’為箝位二極管，通過二極管的箝位作用，每個開關(guān)器件將承受一個電容上的電壓，即Ud/4。每相橋臂由個開關(guān)器件串聯(lián)而成，其中每個開關(guān)器件同時處于導(dǎo)通或關(guān)斷狀態(tài)，構(gòu)成個互補(bǔ)的開關(guān)器件對（T1，T5），（T2，T6），（T3，T7），（T4，T8），即當(dāng)其中一個開關(guān)處于導(dǎo)通狀態(tài)時，另一個必然處于關(guān)斷狀態(tài)[8]。利用不同的開關(guān)組合即可輸出所需的不同電平，五電平二極管箝位型變流器的輸出電壓及其對應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)如表1.1所示：表1.1五電平二極管箝位型變流器輸出電壓與開關(guān)狀態(tài)之間的關(guān)系輸出電壓開關(guān)狀態(tài)T1T2T3T4T5T6T7T8Ud/211110000Ud/401111000000111100-Ud/400011110-Ud/200001111注：“1”表示開關(guān)器件處于導(dǎo)通狀態(tài)，“0”表示開關(guān)器件處于關(guān)斷狀態(tài)。對于電平的電路，直流側(cè)需要()個電容，交流側(cè)能輸出電平的相電壓。這種結(jié)構(gòu)利用二極管箝位解決了功率器件的串聯(lián)均壓問題，減小了輸出電壓和電流的總諧波畸變率，同時具有傳輸帶寬較寬、動態(tài)響應(yīng)良好等優(yōu)點(diǎn)。但是二極管箝位型多電平變流器每相需要()()只箝位二極管，隨著電平數(shù)的增加，箝位二極管的個數(shù)顯著增加，不利于實(shí)現(xiàn)高電平。且這種結(jié)構(gòu)對箝位二極管的耐壓等級要求較高，盡管開關(guān)器件的耐壓均為Ud/()，箝位二極管的反向耐壓等級卻不相同。同時，由于各個開關(guān)器件的開通時間不一致，會導(dǎo)致各個電容的充電時間不同而導(dǎo)致電容電壓的不平衡[9,10]。2.飛跨電容型多電平變流器圖1.2所示為五電平飛跨電容型多電平變流器的單臂拓?fù)?。飛跨電容型變流器的工作原理與二極管箝位型變流器的相似，直流側(cè)電容不變，用直流電容取代箝位二極管，每相有4個開關(guān)器件同時處于導(dǎo)通或關(guān)斷狀態(tài)，構(gòu)成個互補(bǔ)的開關(guān)器件對（T1，T8），（T2，T7），（T3，T6），（T4，T5），但開關(guān)器件對的組合與二極管箝位型的不同[11]。五電平飛跨電容型變流器的輸出電壓及其對應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)如表1.2所示。由表1.1和表1.2的對比中可以看出：在電壓合成方面，飛跨電容型變流器開關(guān)狀態(tài)的選擇具有更大的靈活性；由于電容的引進(jìn)，可通過在同一電平上不同開關(guān)的組合，使直流側(cè)電容電壓保持均衡（可以通過適當(dāng)選擇0電平開關(guān)組合來使得電容上的電荷達(dá)到平衡）。但是隨著電平數(shù)量的增多，所需電容的個數(shù)劇增，大量的電容使得系統(tǒng)成本高且封裝不易。圖1.2五電平飛跨電容型變流器單臂拓?fù)浔?.2五電平飛跨電容型變流器輸出電壓與開關(guān)狀態(tài)之間的關(guān)系輸出電壓開關(guān)狀態(tài)輸出電壓開關(guān)狀態(tài)T4T3T2T1T4T3T2T1-Ud/20000Ud/21111-Ud/40001Ud/401110010111001001101100010110+00110-011010011010010111003.級聯(lián)型多電平變流器級聯(lián)型多電平變流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是以單相全橋變流電路為基本變流器單元，將進(jìn)行了相移的電路模塊串連起來，通過各全橋電路輸出電壓的疊加，合成輸出多電平電壓波形[12]。五電平的級聯(lián)型變流器的單臂拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1.3所示，它由兩個全橋變流單元組成。五電平的級聯(lián)型變流器的輸出電壓及其對應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)之間的關(guān)系如表1.3所示。圖1.3五電平的級聯(lián)型變流器單臂拓?fù)浔?.3五電平的級聯(lián)型變流器的輸出電壓及其對應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)之間的關(guān)系輸出電壓開關(guān)狀態(tài)T1T2T3T4T5T6T7T82Ud10011001Ud01011001001010101-Ud01010110-2Ud01100110每個單相全橋變流模塊都可以產(chǎn)出三種電平的輸出，則由n個變流模塊級聯(lián)成的多電平變流器的輸出電平數(shù)為()。這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)避免了大量的箝位二極管或直流電容的使用，所需元件數(shù)較少，容易實(shí)現(xiàn)高電平；且這種結(jié)構(gòu)清晰簡單，控制方法相對簡單，可以分別對每一級進(jìn)行單獨(dú)的PWM控制；每個變流器單元的結(jié)構(gòu)相同，易于模塊化設(shè)計(jì)和封裝。但這種拓?fù)涿總€模塊需要一個獨(dú)立的直流電源，當(dāng)電平數(shù)增加，所需的直流電流源也要增加，控制也會變得復(fù)雜[13]。

4.MMC圖1.4為一個三相MMC系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖。MMC每相由呈對稱的上下兩個橋臂組成，每個橋臂分別由個功率單元和一個橋臂電感依次串聯(lián)構(gòu)成。兩個橋臂電感的連接點(diǎn)構(gòu)成對應(yīng)相橋臂的交流輸出端[14,15]。圖1.4三相MMC系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖(a)(b)圖1.5子模塊拓?fù)銶MC的子模塊最常見的有全橋單元并聯(lián)直流電容結(jié)構(gòu)和半橋單元并聯(lián)直流電容結(jié)構(gòu)，如圖1.5所示，其中（a）為全橋單元，（b）為半橋單元。全橋單元每個子模塊可輸出0V、UC、-UC三種電平。半橋單元每個子模塊可輸出0V和UC兩種電平。具體的工作原理會在本文2.1節(jié)詳細(xì)說明。MMC具有高度模塊化的結(jié)構(gòu)，具有很強(qiáng)的可替代性，便于系統(tǒng)維護(hù)，便于容量匹配，適用于不同等級的功率場合；具有公共直流母線，可實(shí)現(xiàn)AC—DC或DC—AC的功率變換；無需集中電容器組或其它無源濾波元件進(jìn)行直流側(cè)濾波，可避免直流側(cè)短路引起的浪涌電流及系統(tǒng)機(jī)械破壞的風(fēng)險，提高系統(tǒng)的可靠性，同時有利于降低系統(tǒng)成本；串聯(lián)的電抗器，可以限制正常運(yùn)行時的橋臂環(huán)流，并減小故障；各相可獨(dú)立控制，單相故障后，其它兩相仍可繼續(xù)工作[16,17]。表1.4各多電平變流器單相橋臂所需功率元器件數(shù)量對比二極管箝位型飛跨電容型級聯(lián)型MMC開關(guān)器件數(shù)量2(n-1)2(n-1)2(n-1)2(n-1)續(xù)流二極管數(shù)量2(n-1)2(n-1)2(n-1)2(n-1)箝位二極管數(shù)量(n-1)(n-2)000箝位電容數(shù)量0(n-1)(n-2)/200直流母線電容數(shù)(n-1)(n-1)(n-1)/2(n-1)元器件總數(shù)n2+2n-3(n2+7n-8)/29(m-1)/25(n-1)注：“n”為多電平變流器輸出電平數(shù)。表1.4就不同多電平變流器單相橋臂所需元器件的數(shù)量進(jìn)行了對比。由表可以看出，實(shí)現(xiàn)相同數(shù)量的輸出電壓電平，各相橋臂所需的開關(guān)器件和反并聯(lián)續(xù)流二極管的數(shù)量相同。級聯(lián)型多電平變流器、MMC無需箝位元器件，其元器件總數(shù)與電平數(shù)成正比關(guān)系增加。而二極管箝位型多電平變流器和飛跨電容型多電平變流器所需的箝位元器件的數(shù)量都隨著電平數(shù)呈二次方急劇增加，當(dāng)電平數(shù)較高時，其結(jié)構(gòu)和控制將變得非常復(fù)雜，因而無法應(yīng)用于更高的電平輸出等級。盡管級聯(lián)型多電平變流器使用的元器件最少，但其每個模塊都需要一個獨(dú)立的直流電源，當(dāng)電平數(shù)增加，所需的直流電流源也要增加，控制也會變得復(fù)雜。MMC用到的元器件數(shù)量和電平數(shù)成正比，且結(jié)構(gòu)高度模塊化，易于擴(kuò)展，無需多繞組隔離變壓器，尤其適合于HVDC輸電、無功補(bǔ)償?shù)葘﹄妷汉凸β实燃壱髽O高的場合?？偠灾?，與傳統(tǒng)的多電平變流器相比，MMC繼承了傳統(tǒng)級聯(lián)型拓?fù)湓谀K化結(jié)構(gòu)、元器件數(shù)量方面的優(yōu)勢，適用于輸出頻率恒定、對電壓和功率等級要求極高的變換場合；同時由于MMC在器件故障保護(hù)、不平衡運(yùn)行、電流應(yīng)力等方面的技術(shù)優(yōu)勢，使得MMC相對其他拓?fù)渚哂懈鼜?qiáng)的適應(yīng)能力。因此，本文選取MMC作為主要研究對象。1.2.2多電平變流器的控制策略1．階梯波脈寬調(diào)制圖1.6七電平階梯波輸出波形階梯波脈寬調(diào)制就是采用輸出的階梯波來逼近正弦波[18,19]。輸出多電平臺階的產(chǎn)生，實(shí)際上是對模擬參考輸入的一個量化逼近的過程。圖1.6為七電平階梯波輸出電壓波形。這種調(diào)制方法的優(yōu)點(diǎn)是控制簡單、工作可靠、開關(guān)頻率最低（等于基波頻率），可以通過指定次諧波消除PWM技術(shù)(SelectedHarmonicEliminationPWM，SHEPWM)計(jì)算出特定的開關(guān)角來消除指定次低次諧波，效果直觀。但是對于開關(guān)量的求解需要大量的計(jì)算，不適用于一些需要快速動態(tài)響應(yīng)的應(yīng)用場合。2．基于載波的PWM技術(shù)（1）多載波PWM多載波PWM技術(shù)的基本原理：在電平的變流器中，()個相同頻率和幅值的三角載波并排地放置，組成載波組；將載波組的平行中線看作零參考線，共同的調(diào)制波與其相交，如果調(diào)制波的幅值大于某個三角波的幅值，則開通相應(yīng)的開關(guān)器件。反之，則關(guān)斷該器件。依據(jù)三角載波相位的不同，多載波PWM有三種形式，如圖1.7所示：方法A：各三角載波的相位一致（SHEPWM屬于方法A）；方法B：零參考線以上，三角載波相位相同，零參考線以下，三角載波的相位相反；方法C：各三角載波從上到下相位依次相反[20]。多載波PWM原理簡單，輸出特性良好，對于奇數(shù)電平變流器，方法B和方法C輸出不含載波諧波；當(dāng)變流器的頻率調(diào)制比較高時，方法C的輸出頻譜諧波最少。它普遍適用于各種多電平變流器，特別適用于二極管箝位型多電平變流器。缺點(diǎn)是在調(diào)制比較低時，基波電壓幅值較小[21]。圖1.7多載波PWM的實(shí)現(xiàn)形式（2）開關(guān)頻率優(yōu)化PWM法開關(guān)頻率優(yōu)化PWM法（SwitchingfrequencyoptimalPWM，SFOPWM）也是一種三角載波PWM法，它是SHPWM的改進(jìn)，它對載波的要求與SHPWM相同，但SFOPWM在調(diào)制波中加入零序分量，以解決SHPWM法調(diào)制比較低時，基波電壓幅值較小的缺點(diǎn)。對于三相系統(tǒng)，零序分量為三相正弦波的瞬態(tài)最大值與最小值的平均，則SFOPWM的調(diào)制波是一般的三相正弦波與零序分量相減后得到的波形。這種方法可在不過調(diào)制的前提下，提高開關(guān)頻率。但該方法只適用于三相系統(tǒng)，在單相系統(tǒng)中，會存在三次諧波。（3）載波移相SPWM技術(shù)載波移相正弦脈寬調(diào)制技術(shù)(

CarrierPhaseShiftedSinusoidalPulseWidthModulation，CPS—SPWM)的基本原理：采用共同的調(diào)制波，在保證各三角載波的幅值和頻率相等的情況下，將各變流器單元的三角載波的相位相互錯開一定的角度[22]。對于一個具有個變流器單元的變流器，各載波相位相差2π/n，可產(chǎn)生()電平的SPWM信號，電壓提高倍，等效開關(guān)頻率提高倍。在不提高開關(guān)頻率的條件下大大減小了輸出的諧波分量[23,24]。CPS—SPWM技術(shù)，能在較低的開關(guān)頻率下實(shí)現(xiàn)較高等效開關(guān)頻率的效果，降低了器件開關(guān)損耗，適用于大功率電力電子開關(guān)變流器。主電路的各模塊都具有相同的開關(guān)頻率、輸出電壓和功率，在很大程度上實(shí)現(xiàn)了各模塊電壓和功率的平衡。因此該調(diào)制方式適合于模塊化的多電平變流器結(jié)構(gòu)。3．空間矢量PWM空間矢量PWM是一種建立在空間矢量合成的概念上的PWM方法。以三相三電平的電路為例，它每相可以輸出零(o)、正(p)、負(fù)(n)三種狀態(tài)，如果將電路的三相的種狀態(tài)進(jìn)行組合，則該電路可以輸出種狀態(tài)，由此可以畫出三相三電平的六邊形空間矢量圖，如圖1.8所示：其中有24種是非零矢量(當(dāng)中六種空間矢量重合)，種是零矢量。這個非零矢量將空間分為個區(qū)域。那么對任一個參考電壓矢量，可用所在區(qū)域相應(yīng)的電壓矢量適時合成。圖1.8三相三電平電路空間電壓矢量分布圖空間矢量PWM是一種較為優(yōu)越和應(yīng)用廣泛的多電平變流器控制策略，由于其電壓矢量密集，可選擇模的種類多，合成的磁鏈接近圓磁場，因而其控制精確，輸出電壓諧波小，在大范圍的調(diào)制比內(nèi)都具有很好的性能，無需其它控制方法所需存儲的大量角度數(shù)據(jù)，直流電壓利用率高。然而當(dāng)它應(yīng)用在五電平以上的場合時，會存在控制算法過于復(fù)雜的問題[25]。PWM技術(shù)是直接影響MMC性能的關(guān)鍵技術(shù)之一。階梯波脈寬調(diào)制是采用階梯波來逼近正弦波，適用于功率單元數(shù)較多的MMC電路，如HVDC輸電等。采用階梯波調(diào)制，功率開關(guān)器件頻率等于基波頻率，開關(guān)的損耗小、效率高。但這種算法需要大量的求解計(jì)算，難以實(shí)現(xiàn)實(shí)時控制?？臻g矢量PWM，由于其電壓空間矢量數(shù)和輸出電平數(shù)之間滿足立方關(guān)系，因此空間矢量PWM應(yīng)用于高電平變流器時的控制算法將變得非常復(fù)雜，難以擴(kuò)展到高的輸出電平數(shù)，只適合于輸出電平數(shù)較低的MMC拓?fù)??；谳d波的PWM技術(shù)能夠有效的體現(xiàn)新型功率開關(guān)管的高頻開關(guān)特性，減少低輸出電平數(shù)情況下MMC的諧波含量。多載波PWM技術(shù)應(yīng)用于MMC時，隨著電平數(shù)的增加，會出現(xiàn)不同程度的直流電容電壓波動和不均衡現(xiàn)象，影響輸出質(zhì)量。CPS—SPWM技術(shù)應(yīng)用于MMC時，可有效均衡直流電容電壓有功能量分配。比較各調(diào)制技術(shù)，CPS—SPWM技術(shù)更適合MMC控制。1.3本文的主要研究內(nèi)容隨著電力電子技術(shù)在新能源、智能電網(wǎng)等方面的應(yīng)用，MMC因其高度的可擴(kuò)展性、良好的控制特性等優(yōu)點(diǎn)，受到越來越多的關(guān)注。本文以MMC為主要研究對象，利用PSCAD/EMTDC仿真軟件對MMC系統(tǒng)進(jìn)行仿真分析，從工作原理、數(shù)學(xué)模型、控制策略、仿真驗(yàn)證幾個方面進(jìn)行了研究。本文的主要內(nèi)容如下：第1章簡述了多電平變流器的研究背景及其意義，概述了幾種典型的多電平變流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制策略，提出CPS—SPWM技術(shù)更適合于本文所采用的MMC的拓?fù)?。?章詳細(xì)分析了MMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作原理，建立了MMC的等效數(shù)學(xué)模型，以該模型為基礎(chǔ)，提出了載波移相技術(shù)在MMC中的實(shí)現(xiàn)方法，并研究了直流電容電壓的控制策略以及實(shí)現(xiàn)直流電容電壓預(yù)充電的方法。第3章用PSCAD/EMTDC仿真軟件搭建出含個子模塊的單相MMC系統(tǒng)的仿真模型，并進(jìn)行仿真研究。第4章對本文工作進(jìn)行了總結(jié)，同時，指出了對于本課題，需要進(jìn)一步研究的方向。第2章：MMC自2002年RainerMarquardt首次提出MMC的概念以來，MMC由于其高度模塊化的結(jié)構(gòu)，良好的輸出電能質(zhì)量、控制特性，低器件耐壓等優(yōu)勢，在新能源發(fā)電、儲能系統(tǒng)、HVDC領(lǐng)域都具有非常廣闊的應(yīng)用前景。相較于現(xiàn)有的其他種類的多電平變流器，MMC結(jié)構(gòu)更為復(fù)雜，大量的子模塊一方面限制了一些較為成熟的調(diào)制方法在MMC上的應(yīng)用，增加了對MMC進(jìn)行調(diào)制的難度；另一方面，也為對MMC進(jìn)行更為靈活的調(diào)制提供了可能。本章首先對MMC的工作原理做進(jìn)一步分析，推導(dǎo)其基本的電壓和電流關(guān)系。然后研究CPS—SPWM技術(shù)在MMC中的具體實(shí)現(xiàn)方法，提出適合MMC電路拓?fù)涞闹绷麟娙蓦妷嚎刂撇呗浴?.1MMC的工作原理與模型MMC系統(tǒng)中子模塊是其電路拓?fù)涞幕窘M成部分，由一個半橋逆變單元和一個直流電容構(gòu)成，如圖2.1所示[26]。圖2.1MMC子模塊拓?fù)浔?.1所示為半橋子模塊所有可能的工作狀態(tài)。各工作狀態(tài)對應(yīng)的電流路徑見圖2.2。當(dāng)子模塊處于狀態(tài)1和狀態(tài)4時，子模塊內(nèi)的兩個IGBT均被關(guān)斷，相當(dāng)于封鎖了該子模塊的脈沖，這兩種狀態(tài)一般在故障中出現(xiàn)。在正常工作情況下，子模塊一般會處于其他工作狀態(tài)。當(dāng)子模塊的上管開通下管關(guān)斷時，子模塊的電容直接串接在電路里，此時，當(dāng)該子模塊的橋臂電流為正，則子模塊電容進(jìn)行充電；當(dāng)該子模塊的橋臂電流為負(fù)，則該子模塊電容進(jìn)行放電。當(dāng)子模塊的上管關(guān)斷下管開通時，子模塊的電容被旁路。則每個子模塊輸出端口的電壓有0和UC兩種，將各子模塊輸出端級聯(lián)，通過控制上、下橋臂IGBT的開關(guān)狀態(tài)，就可以對輸出電壓進(jìn)行調(diào)制，從而在輸出端得到所需要的交流電壓。表2.1子模塊工作狀態(tài)狀態(tài)T1T2D1D2電流方向端口電壓備注1OFFOFFONOFF+Uc電容充電2OFFONOFFOFF+0旁路3ONOFFONOFF+Uc電容充電4OFFOFFOFFON-0旁路5OFFONOFFON-0旁路6ONOFFOFFOFF-Uc電容放電注：規(guī)定電流從A流向B為“+”。狀態(tài)1狀態(tài)2狀態(tài)3狀態(tài)4狀態(tài)5狀態(tài)6圖2.2子模塊工作狀態(tài)對應(yīng)的電流路徑在第1章圖1.4中已給出了MMC的三相基本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，現(xiàn)以a相為例對MMC的基本原理和電壓、電流關(guān)系進(jìn)行分析，如圖2.3所示為MMC單相拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。在假定各子模塊電容電壓平衡的前提下，得到子模塊電容電壓與直流側(cè)電壓的關(guān)系：（2.1）其中Ud為直流母線電壓，為一個橋臂中子模塊的數(shù)目。圖2.3MMC的單相拓?fù)渖?、下橋臂電感相等，為，假設(shè)兩電感上的壓降完全相等，則由基爾霍夫電壓定律（KVL）有：(2.2)(2.3)其中ua為交流輸出電壓，upa為a相上橋臂各子模塊電壓之和，una為a相下橋臂各子模塊電壓之和，uL為橋臂電感的壓降。由式（2.2）和式（2.3）聯(lián)立可得：（2.4）當(dāng)上橋臂子模塊全部投入時，輸出電壓最小，為（-Ud/2），當(dāng)下橋臂子模塊全部投入時，輸出電壓最大，為Ud/2。輸出電壓的調(diào)制比m定義為：（2.5）其中Uma為a相輸出電壓的幅值。假設(shè)各子模塊電容電壓均衡，則有：（2.6）（2.7）若各相投入的MMC總模塊數(shù)不相等，會導(dǎo)致相間功率不平衡，增大相間環(huán)流，為維持系統(tǒng)平衡，各相投入的總模塊數(shù)應(yīng)相同且投入子模塊總數(shù)為，即：（2.8）（2.9）不考慮相間環(huán)流時，由基爾霍夫電流定律（KCL），有:（2.10）其中ipa為a相上橋臂橋臂電流，ina為a相下橋臂橋臂電流，ia為a相的輸出電流。由于a相內(nèi)存在環(huán)流，且交流側(cè)電流在上下橋臂之間被二等分，可得上下橋臂的橋臂電流分別為：（2.11）（2.12）其中iza為a相環(huán)流。2.2CPS—SPWM技術(shù)在MMC中的應(yīng)用CPS—SPWM的基本原理是各個變流器單元共用一個調(diào)制波，并且各個變流器單元的三角載波的幅值和頻率也都相同，只是各個三角載波的相位角依次相差一定的角度。因此，變流器的總輸出是一個階梯波；且階梯數(shù)越多，越接近正弦波。本節(jié)給出CPS—SPWM技術(shù)在MMC上的具體實(shí)現(xiàn)方法。為了方便分析，本節(jié)選定每相級聯(lián)的功率單元個數(shù)為。首先定義一個變量：(2.13)其中，kc為載波比，fc為三角載波頻率，fo調(diào)制波的頻率。由式(2.4)可知，輸出電壓為下橋臂電壓和上橋臂電壓差的一半，若將下橋臂內(nèi)4個子模塊上、下管的驅(qū)動信號互換，則圖2.3所示半橋電路的輸出電壓與八個半橋單元級聯(lián)而成的變流器的輸出電壓相等，由此，得到了適合半橋MMC的CPS—SPWM方法。取個幅值相等、相位依次相差π/4的三角載波C1、C5、C2、C6、C3、C7、C4和C8，分別與正弦調(diào)制波M(t)進(jìn)行調(diào)制。為了方便分析，取載波比kc=2，輸出電壓的調(diào)制比。采用單個調(diào)制波的MMC的工作時序如圖2.4所示。具體脈沖信號的分配見表2.2。通過分析發(fā)現(xiàn)CPS—SPWM調(diào)制方法在調(diào)制波和載波之間有嚴(yán)格的對稱性，即下面兩種情況的調(diào)制結(jié)果等效:(l)正弦調(diào)制波和三角載波進(jìn)行調(diào)制。(2)正弦調(diào)制波和三角載波均進(jìn)行反相后再調(diào)制。則可取相位互差的正弦信號作為上、下橋臂的調(diào)制波。由此，得到了適合半橋MMC的CPS—SPWM方法。表2.2單個調(diào)制波的脈沖信號分配表開關(guān)管信號開關(guān)管信號開關(guān)管信號開關(guān)管信號T11g11T31g31T51g52T71g72T11g12T32g32T52g51T72g71T21g21T41g41T61g62T81g82T22g22T42g42T62g61T82g81圖2.4單個調(diào)制波時的工作時序取個幅值相等、相位依次相差π/4的三角載波C1、C5、C2、C6、C3、C7、C4和C8，其中C1、C2、C3和C4分別與正弦調(diào)制波M(t)進(jìn)行調(diào)制；C5、C6、C7和C8分別與正弦調(diào)制波M*(t)進(jìn)行調(diào)制。M(t)與M*(t)相位互差。為了方便分析，取載波比kc=2，輸出電壓的調(diào)制比。采用CPS—SPWM控制的MMC的工作時序如圖2.5所示。具體脈沖信號的分配見表2.3。表2.3兩個調(diào)制波的脈沖信號分配表開關(guān)管信號開關(guān)管信號開關(guān)管信號開關(guān)管信號T11g11T31g31T51g51T71g71T11g12T32g32T52g52T72g72T21g21T41g41T61g61T81g81T22g22T42g42T62g62T82g82圖2.5兩個調(diào)制波時的工作時序MMC中分屬于上、下橋臂的子模塊的作用是有所區(qū)別的，這就決定了對于子模塊的控制也要區(qū)別對待，理論上可以把上、下橋臂看作兩個獨(dú)立的多電平變流器，這個特點(diǎn)有利于簡化對MMC的控制，從這個意義上來說，本文認(rèn)為采用兩個調(diào)制波的CPS—SPWM方法更適合于MMC的控制。鑒于上述兩種CPS—SPWM方法是等效的，本文僅對第二種方法進(jìn)行仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，結(jié)論同樣適用于第一種方法。2.3電容電壓控制2.3.1電容預(yù)充電高壓大功率的變流器的啟動往往伴隨著很大的能量沖擊，功率開關(guān)元件需要承受極大的暫態(tài)電流。因此，在實(shí)際運(yùn)行時，要先對子模塊電容進(jìn)行預(yù)充電，以使其電容電壓值接近給定的指令值。對直流電容電壓進(jìn)行預(yù)充電的方法跟據(jù)輔助電源電壓的不同而略有不同，當(dāng)輔助電源電壓等于子模塊電容正常工作電壓參考值的倍時，可以利用該輔助電壓同時給個子模塊電容進(jìn)行充電；當(dāng)輔助電源電壓等于子模塊電容正常工作電壓參考值時，可采用逐模塊充電的方法進(jìn)行充電；當(dāng)有多個輔助電源時，可同時對多個子模塊電容進(jìn)行充電。不失一般性，本文介紹當(dāng)輔助電源電壓等于子模塊電容正常工作電壓參考值的情況下進(jìn)行預(yù)充電的過程。在MMC中，假定每相的上、下橋臂中均有n個子模塊，首先將輔助電壓源接到變流器相應(yīng)的直流母線上，保持個子模塊中的T1始終處于關(guān)斷狀態(tài)，將待充電的子模塊中的T2設(shè)置為關(guān)斷狀態(tài)，將其余()個子模塊中的T2設(shè)置為開通狀態(tài)，這樣輔助電壓源便只對待充電的子模塊的電容進(jìn)行充電，其他子模塊上的電容均被旁路。直到該待充電子模塊上的電容電壓達(dá)到參考電壓時，其充電完畢，將該帶充電子模塊上的T2由原來的關(guān)斷狀態(tài)設(shè)置為開通狀態(tài)，同時，將下一個待充電的子模塊中的T2由原來的開通狀態(tài)設(shè)置為關(guān)斷狀態(tài)，這樣輔助電壓源便會轉(zhuǎn)向?qū)ο乱粋€帶充電的子模塊進(jìn)行充電，以此類推，便可以實(shí)現(xiàn)對一相中個子模塊的電容依次充電。2.3.2穩(wěn)壓控制穩(wěn)壓控制，即通過每個子模塊直流電容電壓瞬時值和電容電壓參考值的比較來實(shí)現(xiàn)每個電容電壓快速、準(zhǔn)確地逼近電容電壓參考值。子模塊電容電壓的穩(wěn)壓控制主要包括兩個部分：子模塊電容電壓平均控制和子模塊電容電壓均衡控制[27]。1.電容電壓的平均控制子模塊電容電壓的平均控制，即要求直流母線電壓Ud在MMC上、下橋臂的所有子模塊間平均分配，即每一相上、下橋臂所有子模塊電容電壓平均值uavg等于額定參考值Ud/n，則有下式：(2.14)其中uref為額定參考電壓。圖2.6電容電壓平均控制框圖如圖2.7為電容電壓平均控制框圖，通過實(shí)時地比較上、下橋臂的子模塊的電壓平均值與額定工作電壓參考值，經(jīng)過PI調(diào)節(jié)，將其作為該相的環(huán)流參考值，從而實(shí)時控制上、下橋臂的環(huán)流來實(shí)現(xiàn)上、下橋臂的子模塊的電容電壓的平均，并對環(huán)流起一定的抑制作用。當(dāng)平均電壓小于額定電壓時，即子模塊的電容電壓較低時，此時的環(huán)流參考值iza*增加，參與調(diào)制的均壓分量u+減小，即插入回路的等效子模塊的數(shù)量減少，橋臂上的電流增大，則子模塊的充電電流變大，電容的電壓升高。當(dāng)平均電壓大于額定電壓時，環(huán)流參考值iza*減小，參與調(diào)制的均壓分量u+增加，該相橋臂中的環(huán)流減小，子模塊充電電流減小，電容電壓增加幅度減小。2.電容電壓的平衡控制子模塊電容電壓的平衡控制是指分別控制各個子模塊的電容電壓USMi使其緊緊跟隨額定的參考工作電壓值uref。通過實(shí)時地比較子模塊的電容電壓與額定參考電壓，結(jié)合該子模塊所處橋臂的橋臂電流的方向，來決定子模塊的工作狀態(tài)。如圖2.8為電容電壓平衡控制框圖，當(dāng)橋臂電流為正時，如果子模塊的電容電壓USMi小于電容電壓的參考值uref，則調(diào)制的平衡分量uBi增大，子模塊電容在該調(diào)制周期內(nèi)更多地插入回路進(jìn)行充電；如果子模塊的電容電壓USMi大于電容電壓的參考值uref，則調(diào)制的平衡分量uBi減小，子模塊較少地插入回路進(jìn)行充電；當(dāng)橋臂電流為負(fù)時，原理與之相同。圖2.7電容電壓平衡控制a上橋臂控制策略框圖b下橋臂控制策略框圖圖2.8調(diào)制波控制策略框圖其中，sign（x）為一個符號函數(shù)，當(dāng)橋臂電流為正時，輸出為，反之，當(dāng)橋臂電流為負(fù)時，輸出為。則如果ipa，ina≥0，那么(2.15)如果ipa，ina<0，那么(2.16)由上述分析，可得上、下橋臂每個子模塊的調(diào)制波表達(dá)式為：(2.17)(2.18)其中ua*為待調(diào)制電壓。圖2.8為調(diào)制波控制策略框圖,a為上橋臂控制策略框圖，b為下橋臂控制策略框圖。2.4本章小結(jié)本章首先對MMC子模塊的工作機(jī)制進(jìn)行了詳細(xì)的分析以進(jìn)一步理解MMC的工作原理，同時建立了MMC的等效數(shù)學(xué)模型。然后研究了CPS—SPWM技術(shù)在MMC中的具體實(shí)現(xiàn)方法。簡要介紹了實(shí)現(xiàn)電容電壓預(yù)充電的方法，提出了適合MMC電路拓?fù)涞闹绷麟娙蓦妷旱姆€(wěn)壓控制策略并給出了具體的實(shí)現(xiàn)框圖。第3章：基于CPS—SPWM的MMC系統(tǒng)仿真本章通過PSCAD/EMTDC仿真軟件搭建出含個子模塊的單相MMC系統(tǒng)的仿真模型，采用CPS—SPWM技術(shù)對其進(jìn)行調(diào)制，通過對系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)性、動態(tài)特性的分析，深入理解在CPS—SPWM技術(shù)調(diào)制下MMC的工作原理，并證明本文所分析的控制策略的可行性和有效性。參照圖2.3搭建單相模塊半橋MMC仿真模型。該MMC系統(tǒng)模型中的相關(guān)參數(shù)如下:級聯(lián)的子模塊數(shù)為，直流側(cè)電壓為0.06kV，負(fù)載支路上LR=0.0002H，R=5Ω。子模塊電容C=2200uF，橋臂電感L=0.004H，電容參考電壓Ucref=0.03kV，三角載波頻率fc=3kHz。系統(tǒng)在t=0時進(jìn)行預(yù)充電，0.02s后切除輔助直流電壓源；在t=0.5s時系統(tǒng)接入負(fù)載，即在0.5s之前，系統(tǒng)空載運(yùn)行。PWM待調(diào)制電壓為:(3.1)3.1穩(wěn)態(tài)仿真分析圖3.1空載時的輸出電壓波形圖3.1為空載時的輸出電壓波形，已知MMC的單臂模塊數(shù)，利用波形可證明采用CPS—SPWM調(diào)制后，輸出電壓包含個電平。圖3.2為接入負(fù)載時的輸出電壓波形，由于負(fù)載中包含一個電感，使得輸出的波形光滑，接近正弦波。圖3.2接入負(fù)載時的輸出電壓波形圖3.3子模塊電容電壓圖3.3為MMC子模塊電容電壓，由圖可以看出電容電壓基本在30V左右波動，說明了電壓控制策略的有效性。上下橋臂各模塊的電容電壓變化曲線幾乎重合，說明本文采取的電容電壓控制策略具有較好的均壓特性。圖3.4輸出電流和橋臂電流波形圖3.4所示為輸出電流和橋臂電流波形，其中ia為輸出電流，ipa，ina分別為MMC上下橋臂電流。從中可看出流過每個橋臂的電流大約為輸出電流的一半，這體現(xiàn)了MMC的結(jié)構(gòu)有利于降低器件的應(yīng)力，減少損耗，降低了成本。圖3.5穩(wěn)壓控制器的均壓分量響應(yīng)波形圖3.6穩(wěn)壓控制器的平衡分量響應(yīng)波形圖3.7調(diào)制波波形圖3.5、圖3.6所示為平衡控制器的均壓分量與平衡分量的響應(yīng)波形，它們通過實(shí)時的修正跟蹤值來對電容電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)。圖3.7所示為調(diào)制波波形，從中可以看出本文所設(shè)計(jì)的子模塊電容電壓控制器能很好的跟蹤其指令值，具有實(shí)際的可行性和準(zhǔn)確性。3.2動態(tài)響應(yīng)分析1.電容預(yù)充電在電路其他參數(shù)均保持一致的情況下，對比未加入電容預(yù)充電環(huán)節(jié)和加入了電容預(yù)充電環(huán)節(jié)的電容電壓。圖3.8不加預(yù)充電環(huán)節(jié)的電容電壓波形圖3.9加入預(yù)充電環(huán)節(jié)的電容電壓波形圖3.8為不加預(yù)充電環(huán)節(jié)的電容電壓波形，圖3.9為加入預(yù)充電環(huán)節(jié)的電容電壓波形。比較兩電壓波形可以看出，在電路開始運(yùn)行前加入預(yù)充電環(huán)節(jié)，電容電壓很快達(dá)到參考值，同時可以減小電壓波動，減小在電路啟動時的能量沖擊，使電路更快地達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)，說明了在接入電源前加入預(yù)充電環(huán)節(jié)的必要性。2.負(fù)載切換當(dāng)t=0.7s時，系統(tǒng)進(jìn)行負(fù)載切換，保持系統(tǒng)其他參數(shù)不變，切換前后負(fù)載參數(shù)見表3.1。圖3.10、圖3.11分別為負(fù)載切換時的輸出電壓波形和輸出電流波形，從中可看出當(dāng)負(fù)載發(fā)生突變時，系統(tǒng)的輸出電壓和電流有一個很快的動態(tài)響應(yīng)便重新進(jìn)入了穩(wěn)定狀態(tài)。在負(fù)載增大的情況下，輸出電壓基本保持不變，輸出電流增大。表3.1負(fù)載切換參數(shù)表負(fù)載參數(shù)切換前切換后R10Ω5ΩLR0.0002H0.0002H圖3.10負(fù)載切換時的輸出電壓波形圖3.11負(fù)載切換時的輸出電流波形圖3.12為負(fù)載切換時的橋臂電流及a相環(huán)流波形。從圖中可以看出環(huán)流較橋臂電流有一個比較緩慢的響應(yīng)過程，且再次達(dá)到穩(wěn)定時，環(huán)流的平均值有所增加，且波動的幅值增大，這是因?yàn)樨?fù)載減小