能量雙向流動交直流電源變換器原理及控制方法分析概述目錄TOC\o"1-3"\h\u20723能量雙向流動交直流電源變換器原理及控制方法分析概述 1214391.1能量-雙向流動交直流電源轉換器原理 1289151.1.1能量-雙向流動交直流電源轉換器的原理概述 1202251.1.2能量雙向轉換流動電壓交直流通用電源電壓變換器的主要工作電路原理 3247111.2三相能量雙向流動交直流電源變換器的拓撲結構 47311.3三相VSR雙閉環(huán)控制系統(tǒng)的設計 5187771.3.1電流內環(huán)控制系統(tǒng)設計 558531.3.2電壓外環(huán)控制系統(tǒng)設計 81.1能量-雙向流動交直流電源轉換器原理1.1.1能量-雙向流動交直流電源轉換器的原理概述當能量雙向流動交直流電源變換器從電網吸取電能時，其運行于整流工作狀態(tài)；而當能量雙向流動交直流電源變換器想電網傳輸電能時，其運行于有源逆變工作狀態(tài)。當網側短路能量雙向同相流動的網側交直流驅動電源電壓變換器在網側高壓整流電路中連續(xù)運行并達到一個雙向整流同相狀態(tài)時，網側的短路電壓、電流也同樣就是一個同相；例如，當網側能量雙向同相流動的網側交直流驅動電源電壓變換器在低壓電路中連續(xù)運行并達到與網側有源電壓逆變的整流狀態(tài)中，器網側的短路電壓、電流將不會發(fā)生一個反相。進一步的科學研究實驗結果表明，由于電源能量的雙向快速流動和在交直流轉換電源中在變換器器網側的驅動電流和其他功率驅動因數都可能是完全獨立可以被控制的。圖1.1主電路圖綜上可見，能量雙向流動交直流電源變換器實際上是一個交、直流側的可控四象限運轉的變流器。為了便于學習和理解，以下首先從模擬電路中詳細闡述PWM整流器工作原理。圖1.1為兩種能量雙向流動式交直流電源轉換器的模型電路，可以看出：能量雙向流動交直流電源變換器模型電路由交流回路、由超大功率交流啟動供電管路的橋路和直流啟動回路兩組成部分共同構成。其中的高頻交流啟動回路主要電容包括用于交流電動勢和用于互聯(lián)網側的交流電感等；直流啟動回路主要電容包括電路負載的直流電阻和電路輸出的直流負載電動勢等；用于功率電流啟動控制管路的橋路一般來說可由高頻功率電壓式或低頻的功率電流式啟動橋路所組合構成。圖1.2PWM整流器模型電路當不計功率開關管橋路損耗時，由交、直流側功率平衡關系得：由上式不難理解：我們不僅可以通過直接控制交流模型集成電路將其中的一個交流側，就是一個交流電壓側也可以被直接控制在直流側，反之也是可以成立。以下將主要從一種模型驅動電路設計中的新型交流側電路入手，分析一種利用能量單向互相流動的新型交直流驅動電源電壓變換器在實際運行過程中的工作狀態(tài)與流量控制及其工作基本原理。對于能量雙向流動交直流電源變換器電路，只考慮基波分量而忽略PWM諧波分量，并且不計交流側電阻。這樣可從圖1.2分析：當以國際電網線路中的電動勢雙向矢量長度作為主要測量參考時，通過對兩個交流源電壓的流動矢量長度進行自動控制，便流泵可以同時實現兩種流動方式實現能量的雙向動態(tài)流動，即交直流泵在電源電壓變換器的兩個四象數極限動態(tài)運行。例如，當有源電壓電流矢量B的端點同時處于一個圓形流動軌跡電路A的端點時，電流電壓矢量較電動勢電壓矢量端點滯后，此時電流能量的雙向自由流動變?yōu)榻恢绷鲿闺娫措妷鹤儞Q器的互聯(lián)網側電路會明顯呈現出純線性電感的流動特性。圖1.3PWM整流器交流側穩(wěn)態(tài)矢量關系如圖1.3(a)所示；此時當一個電壓勢向矢量從一個終點網側移動一直到一個圓形的直線軌跡低于B的端點時，電流勢向矢量和電動勢向上的矢量之間開始平行并且同向，此時通過能量雙向旋轉流動小型交直流專用電源電壓變換器的終端網側就開始會逐漸呈現出正電阻的流動特性，如如下圖1.3(b)所示；此時當一個接在電壓勢向矢量上的端點從軌跡C點開始移動到一個圓形橢圓直線軌跡低于C的端點時，電流勢向矢量端點會比一個電動勢向上矢量更加超前，此時當一個電壓勢向矢量從一個終極網側端點開始移動至一個圓形直線軌跡上的D點時，電流勢向矢量與電動勢向上的矢量之間開始平行并逐漸發(fā)生相對逆,此時通過能量雙向旋轉流動小型交直流專用電源電壓變換器的終端網側就開始會逐漸呈現出一種低于負阻的流動特性，如如下圖1.3(d)所示。以上，A、B、C、D四點分別指的是關于能量雙向交直流動電壓交直流通用電源電壓變換器關于四象數有限節(jié)點運行的四個同時具有特殊通用工況運行狀態(tài)的有限節(jié)點，進一步比較分析，可以得到關于能量雙向交直流動電壓交直流通用電源電壓變換器關于四象數有限節(jié)點運行工作規(guī)律的基本概述全文如下：(1)能量矢量端點位于圓的軌跡AB上運動時，能量雙向流動的交直流電源變換器將其運行到一個整流的狀態(tài)。此時，能量的雙向流動交直流電源變換器必須要從電網中分別吸收一個有功和可感性的無功功率，電能將通過能量雙向流動交直流電源變換器由電網傳輸至直流負載。值得注意的一點那就是，當一個采用整流能量雙向控制流動的單相交直流驅動電源電壓變換器在A和B的兩點上連續(xù)工作時，而就是當它在A的兩點停止運轉時，能量雙向流動交直流電源變換器則不從電網吸收有功功率，而只從電網吸收感性無功功率。(2)當電壓矢量端點在圓軌跡BC上運動時，能量雙向流動交直流電源變換器運行于整流狀態(tài)。此時，能量雙向流動交直流電源變換器需從電網吸收有功及容性無功功率，電能會直流經由兩個交直流經過電源負載變換器通過兩個電源能量的雙向轉換流動后來而交直流經由電源負載轉換器從交流電網中雙向傳輸后再到直流電源負載。例如，當一個采用能量雙向交直流動裝在交直流中的電源電壓變換器在一個C型節(jié)點上連續(xù)運行時，能量雙向交直流動裝在交直流中的電源電壓變換器就可能會不從整個電網中直接吸收一個有功的電功率，而只是從整個電網中直接吸收一個帶電容性的無功功率。(3)當有源電壓向量將矢量器的端點放在位于一個圓柱形軌道上的CD上快速運動時，能量的雙向快速流動使在交直流中的電源電壓變換器就可能會繼續(xù)運行并達到一個有源電壓逆變器的狀態(tài)。此時能量雙向流動交直流電源變換器向電網傳輸有功及容性無功功率，電能把由一定能量的雙向電壓流動形成交直流側的電源作為變換器的直流側電源送入智能電網。例如，當一個電源能量雙向高速流動成為交直流時的電源電壓變換器在一個D點上高速運行時受到一個能量單位小于功率增益因數的相對有源式交流逆變器的控制。(4)當一個電壓向矢量的端點位于圓軌跡DA上而移動時，能量雙向流動交直流電源變換器運行于有源逆變狀態(tài)。此時，能量雙向流動交直流電源變換器向電網傳輸有功及感性無功功率，電能將從能量雙向流動交直流電源變換器直流側傳輸至電網。一方面，可以通過用于控制聯(lián)網能源單向間接流動的一對交直流聯(lián)網電源電壓變換器的雙向交流側能源電壓，間接通過控制直流電網側的能源電流；另一方面，可以用于聯(lián)網側的電流閉環(huán)控制直接通過控制電源能量的雙向間接流動的的交直流聯(lián)網電源電壓變換器的聯(lián)網側的電流。1.1.2能量雙向轉換流動電壓交直流通用電源電壓變換器的主要工作電路原理三相能源電壓式整流能量雙向電壓流動M型交直流三相電源電壓變換器在三相整流轉換系統(tǒng)中正常運行時，主轉換電路的實際工作電流狀態(tài)與采用單相交流電壓式能量PMW型的整流轉換電路相同。由于對每個輸入端的電感信號進行濾波,忽略整流器交流側輸出交流電壓的諧波，該電壓變換器也因此可以被廣泛認為為它是一個基于可編程控制的正交余弦三相回路電壓差的來源。適當地通過調節(jié)一個固定可控大小電壓的固定幅值和對應相位，就已經能夠輕松實現所有必需的固定大小電壓及其對應相位的固定輸出輸入電流。假定一個電網的輸出電壓與另一個電網的輸入電流分別可以用下列方法來表示。三相電壓型能量雙向流動交直流電源變換器各個矢量在不同坐標系中可以用圖1.4表示。這是研究三相電壓型能量雙向流動交直流電源變換器數學模型和矢量關系的基礎。圖1.4三相電壓型PWM整流器各矢量之間的關系1.2三相能量雙向流動交直流電源變換器的拓撲結構能量雙向轉換流動式和交直流式的電源電壓轉換器一般可以細分為額定電壓式和額定電流型。電壓式交流能量雙向電源流動電壓交直流集成電源電壓變換器的設計主集成電路設計有以下多種形式。本文所要重點研究的是大能量雙向式和流動式的交直流開關電源三相轉換器設計是一種主要采用一個三相VSR三線六控制開關的新型主控制電路板和拓撲設計結構的三相電源變換器。三相電壓型PWM整流器最顯著的拓撲特征就是直流側采用電容進行直流儲能，從而使它的直流側呈低阻抗的電壓源特性，同時在交流側有一個電感，使它具有BoostAC/DC變換性能以及交流側受控電流源特性。圖1.5三相VSR的拓撲圖1.3三相VSR雙閉環(huán)控制系統(tǒng)的設計在三相交流VSR閉環(huán)控制交流電源驅動系統(tǒng)的硬件設計中，一般用戶都會考慮采用雙閉環(huán)控制，即額定電壓電流外環(huán)與額定電流電壓內環(huán)。雙閉環(huán)高壓控制整流系統(tǒng)設計中的直流側輸出電壓環(huán)境外環(huán)主要目的是為了實時控制穩(wěn)定的直流側輸出電壓，根據直流側輸出電壓的波動幅值和電流大小由它來自動調整直流側的高壓整流器正常運行工作時的電壓狀態(tài)，并通過給予一個電流環(huán)境內環(huán)送入輸出一個高于給定的電壓值。在前面我們所要分析的高壓整流器雙三相閉環(huán)運動數學控制模型中，在采用三相運動靜止同步ABC三個坐標系下很難做到設計能夠得到具有控制性的系統(tǒng)，而且在對于該控制系統(tǒng)的運動控制上也很難做得沒有一個無限的靜差，所以，雙閉環(huán)控制模型是完全建立在采用三相靜止同步閉環(huán)旋轉系和d-q坐標系下的閉環(huán)數學控制模型理論基礎上的。而在兩軸同步高速旋轉的d軸坐標系下，d軸和q軸兩個不同變量之間既然可以相互進行耦合，那么，在與q軸d-q坐標系相互進行耦合的兩種狀態(tài)下就必然可以同時進行解耦，希望一個不同變量之間只能同時接受另一個不同變量的解耦控制，系統(tǒng)中解耦的兩種方法一般可以有先后順序選擇兩個串聯(lián)前饋補償解耦和后后順序選擇兩個前饋串聯(lián)補償解耦，本文所要介紹研究的這種解耦系統(tǒng)主要可以有先后順序選擇兩個前饋串聯(lián)補償解耦方法來進行控制。其控制結構圖如下：圖1.6整流器控制結構圖1.3.1電流內環(huán)控制系統(tǒng)設計由上可以知，三相VSR的d-q模型可以描述為（2-1）式中，、——電網電動勢矢量的、分量；、——三相VSR交流側電壓矢量的、分量；、——三相VSR交流側電流矢量的的、分量。從三相VSR的d-q模型方程式可以看出，由于VSR的d、q軸變量相互耦合，給控制器的設計造成一定困難。為此，可以采用前饋解耦控制策略，當電流調節(jié)器采用PI調節(jié)器時，則、的控制方程如下：（2-2）式中，、——電流內環(huán)比例調節(jié)增益和積分調節(jié)增益；、——和的電流指令值。將式（3-2）帶入式（3-1），并化簡可得（2-3）顯然，式（3-3）表明：基于前饋的控制算式（3-2）使VSC電流內環(huán)（，）實現了解耦控制。由此可以畫出電流內環(huán)的解耦控制結構，如下圖：圖1.7三相VSR電流內環(huán)解耦控制結構由于兩電流內環(huán)的對稱性，因而下面以控制為例討論電流調節(jié)器的設計。考慮電流內環(huán)信號采樣的延遲和PWM的小慣性特性，取為電流內環(huán)電流采樣周期（即為PWM開關周期），為橋路PWM等效增益，0.5模擬PWM的小慣性特性。已解耦的電流內環(huán)結構如圖1.8所示。圖1.8電流內環(huán)結構將PI調節(jié)器傳遞函數改寫成零極點形式，即（2-4）將小時間常數、合并，得到簡化后電流環(huán)結構如圖1.9所示。圖1.9電流內環(huán)簡化結構由此可以按照典型Ⅱ型系統(tǒng)設計電流內環(huán)調節(jié)器，從圖1.8得到電流內環(huán)開環(huán)傳遞函數為(2-5)為了盡量提高電流響應的快速性，對典型Ⅱ型系統(tǒng)而言，可設計適當的中頻寬，工程上常取。按照典型Ⅱ型系統(tǒng)參數設計關系有(2-6)解得:(2-7)1.3.2電壓外環(huán)控制系統(tǒng)設計三相VSR的電壓環(huán)簡化結構如下圖所示。圖1.10三相VSR電壓環(huán)簡化結構結構，—電壓外環(huán)PI調節(jié)器參數;由于電壓外環(huán)的主要控制作用是穩(wěn)定三相VSR直流電壓，故其控制系統(tǒng)整定時，應著重考慮電壓環(huán)的抗擾性能。Ⅱ型系統(tǒng)設計對恒值給定可以實現無靜差跟蹤，顯然，同樣可按典型Ⅱ型系統(tǒng)設計電壓調節(jié)器，由圖3-7得電壓環(huán)開環(huán)傳遞函數為