第四章噪聲與小信號(hào)放大器4.1噪聲來(lái)源和特性4.2電路中元器件的噪聲4.3功率信噪比和噪聲系數(shù)4.4射頻小信號(hào)放大器4.5射頻小信號(hào)調(diào)諧放大器4.6

S參數(shù)與放大器設(shè)計(jì)4.7寬頻帶小信號(hào)放大器4.8低噪聲放大器4.9集成器件與應(yīng)用電路舉例本章小結(jié)思考題和習(xí)題4.1噪聲來(lái)源和特性

通信發(fā)射機(jī)和接收機(jī)的靈敏度通常會(huì)受到噪聲的限制。廣義上，噪聲的定義為：除了所希望的信號(hào)之外的一切信號(hào)。然而，該定義沒(méi)有區(qū)分人工噪聲（如50Hz電源線(xiàn)的交流噪聲）和來(lái)自于電路內(nèi)部的難于消除的噪聲。本章要討論的是后者。4.1.1噪聲來(lái)源

產(chǎn)生噪聲的物理機(jī)理有很多，最常見(jiàn)的是熱噪聲,也稱(chēng)為約翰遜噪聲或奈奎斯特噪聲。這可以通過(guò)簡(jiǎn)單測(cè)量一個(gè)開(kāi)路電阻上的電壓來(lái)說(shuō)明。如圖4.1.1所示，測(cè)得的電壓u（t）并不為零。也就是說(shuō)，它的平均電壓為零，但瞬時(shí)電壓不為零。在溫度高于絕對(duì)零度的情況下，電子的布朗運(yùn)動(dòng)會(huì)產(chǎn)生隨機(jī)的瞬時(shí)電流，這些電流會(huì)產(chǎn)生隨機(jī)的瞬時(shí)電壓，從而產(chǎn)生噪聲功率。圖4.1.1開(kāi)路電阻上的電壓電子管、半導(dǎo)體二極管、晶體管或場(chǎng)效應(yīng)管中噪聲的產(chǎn)生機(jī)理各不相同。例如，對(duì)于電子管，這些機(jī)理包括陰極電子發(fā)射的隨機(jī)次數(shù)（又稱(chēng)為散粒噪聲）、真空中的隨機(jī)電子速率、陰極表面的非均勻發(fā)射和陽(yáng)極的二次發(fā)射。類(lèi)似地，對(duì)于二極管，電子和空穴的隨機(jī)發(fā)射產(chǎn)生噪聲。在晶體管中，還存在著分配噪聲，也就是離開(kāi)發(fā)射極的載流子在基極和集電極間所產(chǎn)生的波動(dòng)。另外，還存在1/f噪聲（其中f表示頻率），或稱(chēng)為閃爍噪聲，這是由處于基極-發(fā)射極PN結(jié)的基極少數(shù)載流子的表面復(fù)合而引起的。很明顯，當(dāng)頻率接近直流時(shí)，閃爍噪聲將急劇增加。在場(chǎng)效應(yīng)管中，存在由溝道電阻產(chǎn)生的熱噪聲、1/f噪聲和耦合到柵極的溝道噪聲，它們也會(huì)被晶體管的增益所放大。在齊納二極管和碰撞雪崩渡越時(shí)間二極管等器件中，發(fā)生電子雪崩時(shí)的反向擊穿也會(huì)產(chǎn)生噪聲。4.1.2噪聲特性

在討論噪聲的特性時(shí),以電阻的熱噪聲為例，下面的三個(gè)指標(biāo)是最主要的。

(1)頻譜。由于電阻中電子的布朗運(yùn)動(dòng)產(chǎn)生隨機(jī)的瞬時(shí)小電流脈沖的持續(xù)時(shí)間極短，因此它的頻譜可以說(shuō)在整個(gè)無(wú)線(xiàn)電頻段上是趨于無(wú)窮大的。

(2)功率譜密度。由于電流脈沖的隨機(jī)性,其大小方向均不確定,不能用它們的電流譜密度疊加,因此引入功率譜密度S(f)的概念。功率譜密度S(f)表示單位頻帶內(nèi)的功率,單位是

dBm/Hz(0dBm表示1mW功率)。引入了功率譜，就可以避免疊加相位的不確定性。

以電流功率譜表示的噪聲功率為它是用電流量表示的功率譜密度在頻帶f2－f1內(nèi)的積分值。以電壓量表示的噪聲功率為它是用電壓量表示的功率譜密度在頻帶f2－f1內(nèi)的積分值。也可以用噪聲電流均方值I2n和噪聲電壓均方值U2n示在頻帶Δf=f2－f1內(nèi)單位電阻上的噪聲功率?；?/p>

(3)等效噪聲帶寬。在功率譜密度為Si（f）的噪聲通過(guò)電壓傳遞函數(shù)H（f）的線(xiàn)性時(shí)不變系統(tǒng)后，輸出噪聲功率譜密度So（f）=Si（f）|H（f）|2,其中|H（f）|2是系統(tǒng)的功率傳遞函數(shù)。當(dāng)白噪聲通過(guò)線(xiàn)性系統(tǒng)后,輸出噪聲均方值電壓(或電流)可表示為它是輸入功率譜密度Si（f）乘以功率傳輸函數(shù)在整個(gè)頻段內(nèi)的積分值。通常將稱(chēng)為線(xiàn)性系統(tǒng)的等效噪聲帶寬，如圖4.1.2所示，它是高度為H2(f0)(系統(tǒng)在中心頻率點(diǎn)f0的功率傳輸系統(tǒng))，寬度為BL的矩形。白噪聲通過(guò)線(xiàn)性系統(tǒng)后的總噪聲功率等于輸入噪聲功率譜密度Si（f）與H2（f0）之積再乘以系統(tǒng)的等效噪聲帶寬BL。因此，系統(tǒng)的等效噪聲帶寬越大，輸出噪聲越大。圖4.1.2白噪聲通過(guò)線(xiàn)性系統(tǒng)及等效噪聲寬度4.2電路中元器件的噪聲

4.2.1電阻的熱噪聲及等效電路

溫度為T(mén),阻值為R的電阻的噪聲其電流功率譜密度

SI=4kT,電壓功率譜密度SU=SIR2=4kTR,其中k=1.38×10－23J/K是波爾茲曼常數(shù)?？梢?jiàn)，電阻熱噪聲的功率譜密度與頻率無(wú)關(guān),因此是白噪聲。計(jì)算一個(gè)有噪電阻R在頻帶寬度為B的線(xiàn)形網(wǎng)絡(luò)內(nèi)的噪聲時(shí),可以看做阻值為R的理想無(wú)噪電阻與一噪聲電流源并聯(lián),或阻值為R的理想無(wú)噪電阻與一噪聲電壓源串聯(lián),如圖4.2.1所示。其中，噪聲電流均方值,噪聲電壓均方值

。當(dāng)多個(gè)有噪電阻串聯(lián)時(shí),每個(gè)有噪電阻用相應(yīng)的噪聲電壓源等效電路表示；當(dāng)多個(gè)有噪電阻并聯(lián)時(shí),每個(gè)

有噪電阻用相應(yīng)的噪聲電流源等效電路表示,如圖4.2.2所示。圖4.2.2有噪電阻的串/并聯(lián)(a)有噪電阻的并聯(lián)等效；(b)有噪電阻的串聯(lián)等效與此相同，若把電阻R的熱噪聲作為噪聲源，則當(dāng)此噪聲源的負(fù)載與R相匹配時(shí)，能輸出最大噪聲功率，此功率可稱(chēng)為該電阻熱噪聲源的資用噪聲功率，也稱(chēng)為額定噪聲功率。其值為

1．電阻熱噪聲

在晶體管中，載流子的不規(guī)則熱運(yùn)動(dòng)會(huì)產(chǎn)生熱噪聲，其主要來(lái)源是基區(qū)體電阻rbb′。相比之下，發(fā)射區(qū)和集電區(qū)的熱噪聲很小，一般可以忽略不計(jì)。

2．散粒噪聲

晶體管外加偏壓時(shí)，由于載流子穿過(guò)PN結(jié)的速度不同，使得單位時(shí)間內(nèi)通過(guò)PN結(jié)的載流子數(shù)不同，從而引起PN結(jié)上的電流在某一平均值上有一微小的起伏。這種電流隨機(jī)起伏所產(chǎn)生的噪聲稱(chēng)為散粒噪聲。理論和實(shí)踐證明，散粒噪聲與流過(guò)PN結(jié)的直流電流成正比。對(duì)于正向偏置的發(fā)射結(jié)，其散粒噪聲的電流均方值：

Ien=2qIEQBn

(4.2.1)

式中，q是電子的電荷量（q=1.6×10－19C）,IEQ是發(fā)射極的靜態(tài)工作電流,Bn為等效噪聲帶寬。由于晶體管的集電結(jié)通常加反向電壓，反向飽和電流要比發(fā)射極正向電流小很多，因此集電極反向飽和電流引起的散粒噪聲可忽略不計(jì)。

3．分配噪聲

在晶體管基區(qū)，由于非平衡少數(shù)載流子的復(fù)合具有隨機(jī)性，時(shí)多時(shí)少，起伏不定，使得集電極電流與基極電流的分配比例隨機(jī)變化，從而引起集電極電流有微小變化。這種因分配比例隨機(jī)變化而產(chǎn)生的噪聲稱(chēng)為分配噪聲。集電極電流中分配噪聲的電流均方值：(4.2.2)式中，ICQ是集電極的靜態(tài)工作電流；a是晶體管共基極交流電流放大系數(shù)，其上限頻率為fa,低頻取值為α0。將代入式(4.2.2)，經(jīng)變換可得I2cn的另一種表示式:

I2cn=2qICQ(1－a0)F(f)Bn

(4.2.3)式中:(4.2.4)式(4.2.4)表明，晶體管的分配噪聲不是白噪聲，其功率譜密度是頻率的函數(shù)。頻率愈高，|a|2愈小，則分配噪聲愈大。

4．1/f噪聲

1/f噪聲又稱(chēng)閃爍噪聲或低頻噪聲，其特點(diǎn)是它的功率譜密度與工作頻率近似成正比關(guān)系，所以它不是白噪聲。1/f噪聲的產(chǎn)生機(jī)理比較復(fù)雜，主要與半導(dǎo)體材料及其表面特性有

關(guān)。由于1/f噪聲在幾千赫茲以下時(shí)比較顯著，因此它主要影響晶體管的低頻工作區(qū)。在電子線(xiàn)路的噪聲分析中，通常采用晶體管噪聲等效電路。不同組態(tài)的晶體管有不同的噪聲等效電路。當(dāng)晶體管工作在高頻范圍時(shí)，其共基極組態(tài)的T型噪聲等效電路如圖4.2.3

所示。圖中，U2bn為基區(qū)體電阻rbb′的熱噪聲，即U2bn=

4kTrbb′Bn；I2en為發(fā)射結(jié)散粒噪聲，見(jiàn)式（4.2.1）；I2cn

為集電極的分配噪聲，見(jiàn)式（4.2.2）。圖4.2.3共基極組態(tài)的晶體管T型噪聲等效電路4.2.3場(chǎng)效應(yīng)管的噪聲

場(chǎng)效應(yīng)管漏、源之間的溝道電阻會(huì)產(chǎn)生熱噪聲。與一般電阻器不同，由于溝道電阻受到柵源電壓的控制，因而它不是一個(gè)恒定電阻。若gm表示場(chǎng)效應(yīng)管的轉(zhuǎn)移跨導(dǎo)，則溝道熱噪聲的電流均方值：場(chǎng)效應(yīng)管也存在1/f噪聲，反映在漏極端的噪聲的電流均方值：式中，η是與管子有關(guān)的系數(shù)；ID是靜態(tài)工作電流；f表示頻率。在場(chǎng)效應(yīng)管的噪聲等效電路中，將溝道熱噪聲和1/f噪聲合并在一起，可用一個(gè)接在漏、源之間的噪聲電流源I2Dn來(lái)等效，如圖4.2.4所示。由于I2Dn和I2nf互不相關(guān)，所以：場(chǎng)效應(yīng)管中的噪聲源是柵極-漏極電流IG產(chǎn)生的散粒噪聲，在圖4.2.4中用I2Gn表示，其計(jì)算式為

I2Gn=2qIGBn

由于場(chǎng)效應(yīng)管靠多數(shù)載流子導(dǎo)電，所以不存在分配噪聲。在以上噪聲中，溝道熱噪聲的影響最大。在高頻工作時(shí)，1/f噪聲可以忽略不計(jì)。對(duì)于MOS場(chǎng)效應(yīng)管，因柵極-漏極電流很小，所以I2Gn極小，只有當(dāng)信號(hào)源內(nèi)阻很大時(shí)才考慮其影響。圖4.2.4場(chǎng)效應(yīng)管噪聲等效電路4.3功率信噪比和噪聲系數(shù)

4.3.1功率信噪比

對(duì)噪聲的研究是以如何減小其對(duì)信號(hào)的影響為目的的。因此，離開(kāi)信號(hào)談噪聲是沒(méi)有意義的。從噪聲對(duì)信號(hào)的影響效果看，不在于噪聲電平絕對(duì)值的大小，而在于信號(hào)功率與噪聲功率的相對(duì)值。通常，將信號(hào)功率與噪聲功率之比定義為功率信噪比，記為S/N，指在指定頻帶內(nèi)，同一端口信號(hào)功率Ps和噪聲功率Pn的比值，表示為Ps/Pn。功率信噪比是衡量一個(gè)信號(hào)質(zhì)量?jī)?yōu)劣的指標(biāo)。如果噪聲功率和有用信號(hào)的輸出功率在同一個(gè)數(shù)量級(jí)，甚至比信號(hào)功率還大，則此時(shí)信號(hào)將會(huì)被淹沒(méi)在噪聲之中，導(dǎo)致接收機(jī)很難恢復(fù)出有用信號(hào)。

當(dāng)然，功率信噪比也可以用分貝表示，可寫(xiě)為

10lg（Ps/Pn）。功率信噪比越大，說(shuō)明信號(hào)質(zhì)量越好。功率信噪比的最小允許值取決于具體應(yīng)用設(shè)備的要求。例如，調(diào)幅收音機(jī)檢波器輸入端為10dB，調(diào)頻收音機(jī)鑒頻器輸入端為12dB，電視接收機(jī)檢波器輸入端為40dB。當(dāng)信號(hào)通過(guò)放大器時(shí)，會(huì)附加上電路中元器件的噪聲，因此放大器輸出端的功率信噪比總是小于輸入端。4.3.2噪聲系數(shù)

功率信噪比雖然反映了信號(hào)質(zhì)量的好壞，卻不能反映放大器或網(wǎng)絡(luò)對(duì)信號(hào)質(zhì)量的影響，也不能表示放大器本身噪聲性能的好壞。當(dāng)信號(hào)通過(guò)無(wú)噪聲的理想線(xiàn)性電路時(shí)，其輸出的功率信噪比與輸入的相等。若電路中含有有噪元件，則由于信號(hào)通過(guò)時(shí)附加了電路的噪聲功率，因此輸出的功率信噪比小于輸入的功率信噪比，使輸出信號(hào)的質(zhì)量變壞。

1．噪聲系數(shù)的定義

線(xiàn)性電路的噪聲系數(shù)NF的定義為：在標(biāo)準(zhǔn)信號(hào)源激勵(lì)下輸入端的功率信噪比Psi/Pni與輸出端的功率信噪比Pso/Pno的比值，即(4.3.1)噪聲系數(shù)通常也用dB表示，即(4.3.2)對(duì)于無(wú)噪聲的理想電路，NF=0dB；對(duì)于有噪聲的電路，其dB值為一正數(shù)。

式(4.3.1)還可以表示為以下形式：（4.3.3）式中，KF=Pso/Psi為功率增益。式（4.3.3）說(shuō)明，噪聲系數(shù)等于輸出端的噪聲功率與輸入噪聲在輸出端產(chǎn)生的噪聲功率（KFPni）的比值，而與輸入信號(hào)的大小無(wú)關(guān)。噪聲系數(shù)也可以表示為（4.3.4）式（4.3.1）、式（4.3.3）和式（4.3.4）是噪聲系數(shù)的三種相互等效的表示式。在計(jì)算噪聲系數(shù)時(shí)，可以根據(jù)具體情況，采用相應(yīng)的公式。

2．額定功率、額定功率增益與噪聲系數(shù)

在線(xiàn)性電路的輸入端，由于信號(hào)源電壓與其內(nèi)阻Rs產(chǎn)生的熱噪聲電壓源相串聯(lián)，如圖4.3.1所示，因此電路輸入端的功率信噪比與電路的輸入阻抗大小無(wú)關(guān)。同理，輸出端的功率信噪比也與負(fù)載電阻RL無(wú)關(guān)。但是，如果實(shí)際電路的輸入、輸出端分別是匹配的（即Ri=Rs，Ro=RL），這時(shí)利用額定功率和額定功率增益來(lái)計(jì)算或測(cè)量噪聲系數(shù)往往比較簡(jiǎn)單。圖4.3.1說(shuō)明額定功率和額定功率增益的示意圖額定功率（資用功率）是指信號(hào)源或噪聲源所能輸出的最大功率。在圖4.3.1所示的電路中，當(dāng)滿(mǎn)足Ri=Rs時(shí)，信號(hào)源最大輸出功率（即信號(hào)額定功率Psim）為(4.3.5)與此同時(shí)，輸入噪聲額定功率Pnim為(4.3.6)同理，當(dāng)電路的輸出電阻與負(fù)載匹配（Ro=RL）時(shí)，可得輸出端的信號(hào)額定功率Psom和噪聲額定功率Pnom。

額定功率增益是指電路的輸入端和輸出端分別匹配時(shí)信號(hào)傳輸?shù)墓β试鲆?。在圖4.3.1所示的電路中，當(dāng)Ri=Rs，Ro=RL時(shí)，其額定功率增益為電路的實(shí)際功率增益并不一定等于該額定值。當(dāng)輸入或輸出端失配時(shí)，實(shí)際功率增益將小于額定功率。利用額定功率和額定功率增益參數(shù)，噪聲系數(shù)可表示為（4.3.7）將式（4.3.6）代入式（4.3.7），可得：式中，PΔnm為輸出端匹配時(shí)電路內(nèi)部噪聲在輸出端產(chǎn)生的噪聲功率。

3．等效噪聲溫度

對(duì)于任何一個(gè)線(xiàn)性網(wǎng)絡(luò)，如果它產(chǎn)生的噪聲是白噪聲，則可以用處于網(wǎng)絡(luò)輸入端、溫度為T(mén)e的電阻所產(chǎn)生的熱噪聲源來(lái)替代，從而把網(wǎng)絡(luò)看做是無(wú)噪的。通常稱(chēng)Te為該線(xiàn)性網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)的等效噪聲溫度，見(jiàn)圖4.3.2所示。圖4.3.2有噪網(wǎng)絡(luò)的等效噪聲溫度如圖4.3.2所示，網(wǎng)絡(luò)輸入端的源內(nèi)阻為Rs，與輸入阻抗匹配。該網(wǎng)絡(luò)的功率增益為GP，帶寬為B，由網(wǎng)絡(luò)本身產(chǎn)生的輸出噪聲功率為Pn。由于溫度為T(mén)e的電阻的額定功率是

kTeB，此熱噪聲功率經(jīng)網(wǎng)絡(luò)放大傳輸后為Pn，顯然，Pn=kTeBGP。因此，等效噪聲溫度與系統(tǒng)參數(shù)的關(guān)系為由上式可看出，等效噪聲溫度與引用的電阻阻值無(wú)關(guān)。所以，引入噪聲溫度來(lái)描述系統(tǒng)噪聲的好處在于：在把系統(tǒng)噪聲看做信號(hào)源內(nèi)阻處于溫度Te所產(chǎn)生的熱噪聲功率kTeB的同時(shí)，還可以把由天線(xiàn)引入的外部噪聲也看做是由信號(hào)源內(nèi)阻處于某一溫度Ta所產(chǎn)生的熱噪聲功率kTaB，從而外部和內(nèi)部噪聲功率的疊加也就是等效噪聲溫度的相加。

4.等效噪聲溫度與噪聲系數(shù)的關(guān)系

等效噪聲溫度和噪聲系數(shù)是用來(lái)描述同一個(gè)系統(tǒng)的內(nèi)部噪聲特性的兩種不同的方法，接下來(lái)我們探討它們之間的關(guān)系。圖4.3.3所示的信號(hào)源與網(wǎng)絡(luò)匹配中，有噪放大器的參數(shù)是：帶寬B、功率增益GP及等效噪聲溫度Te。設(shè)輸入放大器的信號(hào)功率和噪聲功率分別是Psi和Pni。Pni是由信號(hào)源內(nèi)阻Rs處于標(biāo)準(zhǔn)噪聲溫度T0所產(chǎn)生的熱噪聲，因此Pni=kT0B。根據(jù)等效噪聲溫度的定義，有噪放大器的噪聲可以折合

到放大器的輸入端，看做由信號(hào)源內(nèi)阻處于溫度Te時(shí)產(chǎn)生的

熱噪聲，而把放大器視為無(wú)噪的。經(jīng)放大器傳輸后，設(shè)輸出信號(hào)功率分別為Pso和Pno，則有：

Pno=GPk（T0+Te）B圖4.3.3網(wǎng)絡(luò)噪聲系數(shù)與其等效噪聲溫度的關(guān)系根據(jù)噪聲系數(shù)的定義，可得：或者

Te=（NF－1）T0由上式可知，對(duì)于一個(gè)無(wú)噪系統(tǒng)，由于NF=1，即噪聲系數(shù)系數(shù)為0dB，因此它的等效噪聲溫度也為零。4.4射頻小信號(hào)放大器

在無(wú)線(xiàn)通信系統(tǒng)中，到達(dá)接收機(jī)的射頻信號(hào)電平多在微伏數(shù)量級(jí)，因此就需要用射頻小信號(hào)放大器對(duì)這些微弱的射頻信號(hào)進(jìn)行放大?？梢?jiàn)，射頻小信號(hào)放大器是無(wú)線(xiàn)通信接收機(jī)的重要組成部分。在多數(shù)情況下，信號(hào)不是單一頻率的，而是占有一定頻譜寬度的頻帶信號(hào)。另外，在同一通道中，可能同時(shí)存在許多偏離有用信號(hào)頻率的各種干擾信號(hào)，因此射頻小信號(hào)放大器除了要有放大功能外，還必須具有選頻功能。4.4.1射頻小信號(hào)放大器的分類(lèi)與組成

窄頻帶放大電路要求對(duì)中心頻率在幾十兆赫茲到幾百兆赫茲（甚至是幾吉赫茲），并且?guī)捲趲装偾Ш掌澋綆资缀掌潈?nèi)的微弱信號(hào)進(jìn)行不失真放大，所以要求該電路不僅有一定的電壓增益，而且要有選頻能力。窄頻帶放大電路由晶體管、場(chǎng)效應(yīng)管等有源器件提供電壓增益，由LC諧振回路、陶瓷濾波器或聲表面濾波器等器件實(shí)現(xiàn)選頻功能。寬頻帶放大電路要求對(duì)帶寬在幾千赫茲到幾百兆赫茲

（甚至是幾吉赫茲）內(nèi)的微弱信號(hào)進(jìn)行不失真放大，因此要求其具有很低的下限截止頻率（有時(shí)甚至要求到零頻）和很高的上限截止頻率。寬頻帶放大電路也是由晶體管、場(chǎng)效應(yīng)管等有源器件提供電壓增益。為了展寬工作頻帶，不但要求有源器件具有好的高頻特性，而且在電路結(jié)構(gòu)上也會(huì)采取一些改進(jìn)措施，以達(dá)到寬帶放大的要求。有源放大器件和無(wú)源選頻網(wǎng)絡(luò)選用不同的電路，就可以組成不同形式的放大器。例如，按選頻網(wǎng)絡(luò)中的諧振回路，可分為單調(diào)諧放大器、雙調(diào)諧放大器和參差調(diào)諧放大器；按晶體管的連接方式，可分為共基極、共集電極、共發(fā)射極調(diào)諧放大器等。圖4.4.1射頻小信號(hào)放大器模型4.4.2射頻小信號(hào)放大器的主要技術(shù)指標(biāo)

1．增益

增益表示放大器對(duì)輸入有用信號(hào)的放大能力，定義為放大器輸出信號(hào)與輸入信號(hào)的比值。對(duì)于射頻小信號(hào)選頻放大器而言，通常用中心頻率f0上的電壓增益Au和功率增益AP來(lái)

表示，即，

2．通頻帶

通頻帶定義為放大器在中心頻率的增益下降3dB時(shí)的上

限截止頻率與下限截止頻率之差，通常以BW0.707表示，如圖4.4.2所示。

選擇合適的通頻帶就是為了保證輸入頻帶信號(hào)無(wú)失真地通過(guò)放大器，這就要求其增益頻率響應(yīng)特性必須有與信號(hào)帶寬相適應(yīng)的平坦寬度。圖4.4.2選頻放大器的幅頻特性

3．選擇性

選擇性是指放大器對(duì)通頻帶以外的干擾信號(hào)的濾除能力或衰減抑制能力。選擇性有兩種描述方法：一是用來(lái)表明對(duì)鄰近信道選擇性好壞的矩形系數(shù)；二是用來(lái)表明對(duì)帶外某一特定干擾頻率fN的信號(hào)的抑制能力大小的抑制比。

矩形系數(shù)用K0.1來(lái)表示，其定義為式中，BW0.1是增益下降到最大值的0.1倍時(shí)的頻帶寬度。BW0.1與BW0.707之間的頻率范圍稱(chēng)為過(guò)渡帶。K0.1間接反映了過(guò)渡帶與通頻帶的頻寬比。K0.1越小，過(guò)渡帶越窄，選擇性越好。理想時(shí)K0.1等于1，實(shí)際中K0.1總是大于1。抑制比用a表示，其定義為式中，AP（f0）是中心頻率f0上的功率增益;AP(fN)是某一特定干擾頻率fN上的功率增益。抑制比也可用分貝表示為

4．線(xiàn)性范圍

線(xiàn)性范圍是指輸出信號(hào)幅度-輸入信號(hào)幅度關(guān)系曲線(xiàn)呈線(xiàn)性的范圍,通常用1dB壓縮點(diǎn)和三階互調(diào)截點(diǎn)(IP3,Third-orderInterceptPoint）來(lái)度量。在射頻小信號(hào)放大器中，器件的跨導(dǎo)隨輸入信號(hào)幅度的增加而減少，該現(xiàn)象稱(chēng)為增益壓縮。對(duì)應(yīng)于輸入信號(hào)幅值Uim，增益比線(xiàn)性放大增益下降1dB的那一點(diǎn)就稱(chēng)為1dB壓縮點(diǎn)，如圖4.4.3所示,它常用來(lái)衡量放大器的線(xiàn)性特性。圖4.4.3放大器的1dB壓縮點(diǎn)當(dāng)兩個(gè)不同頻率（令為f1、f2）的信號(hào)輸入到放大器時(shí)，由于器件的非線(xiàn)性，會(huì)產(chǎn)生許多組合頻率分量，這些頻率分量有可能落在放大器的通頻帶內(nèi)。也就是說(shuō)，輸出的頻率分量除了基波外，還可能有2f1－f2和2f2－f1等組合頻率分量。對(duì)于有用信號(hào)f1（或f2）而言，這種情況就是互調(diào)干擾，會(huì)引起互調(diào)失真。如果是由非線(xiàn)性器件的三次方項(xiàng)引起的失真，則叫做三階互調(diào)失真。通常用三階互調(diào)截點(diǎn)IP3來(lái)衡量三階互調(diào)失真的程度。IP3定義為三階互調(diào)功率達(dá)到和基波功率相等的點(diǎn)，此點(diǎn)對(duì)應(yīng)的輸入功率表示為IIP3，此點(diǎn)對(duì)應(yīng)的輸出功率表示為OIP3。圖4.4.4三階互調(diào)截點(diǎn)IP3示意圖（a）Pi與GP1Pi、GP3Pi的關(guān)系；（b）10lgPi與10lgPo1、10lgPo3的關(guān)系

5．隔離度和穩(wěn)定性

對(duì)于射頻小信號(hào)放大器而言，其隔離度主要是指防止本振信號(hào)從混頻器向天線(xiàn)的泄漏程度，又稱(chēng)反向隔離度。一般來(lái)說(shuō)，只要放大器的反向隔離度好，就可減少輸出負(fù)載變化對(duì)輸入阻抗的影響，簡(jiǎn)化其輸入、輸出端匹配網(wǎng)絡(luò)的調(diào)試過(guò)程。當(dāng)放大器的工作狀態(tài)、交流參數(shù)以及其他電路元件參數(shù)發(fā)生變化時(shí)，放大器的主要性能也會(huì)發(fā)生變化，造成不穩(wěn)定現(xiàn)象，表現(xiàn)為增益變化，中心頻率偏移，通頻帶變窄，諧

振曲線(xiàn)變形等。不穩(wěn)定狀態(tài)的極端情況是放大器自激振蕩，導(dǎo)致放大器完全不能工作。

6．噪聲系數(shù)

射頻小信號(hào)放大器的輸出噪聲來(lái)源于其輸入端和電路本身。噪聲系數(shù)是用來(lái)描述放大器本身產(chǎn)生的噪聲電平大小的一個(gè)參數(shù)。為減少放大電路的內(nèi)部噪聲，在設(shè)計(jì)與制作放大器時(shí)，應(yīng)采用低噪聲放大元器件，合適地選擇工作狀態(tài)和電路結(jié)構(gòu)，使放大器在盡可能高的功率增益下其噪聲系數(shù)最小。

4.5射頻小信號(hào)調(diào)諧放大器

調(diào)諧放大器的主要特點(diǎn)是晶體管集電極負(fù)載不是純電阻，而是由LC組成的諧振電路。當(dāng)諧振回路的自由振蕩頻率f0與放大器輸入信號(hào)頻率相等時(shí)，放大器處于諧振工作狀態(tài)，諧振回路呈現(xiàn)純阻性，放大器具有最高增益。當(dāng)輸入信號(hào)頻率高于或低于f0時(shí)，放大器均失諧，增益下降。4.5.1單級(jí)單調(diào)諧放大器

單級(jí)單調(diào)諧放大器的有源放大器件可使用晶體管、場(chǎng)效應(yīng)管或射頻集成電路；其無(wú)源選頻網(wǎng)絡(luò)是LC并聯(lián)諧振回路。一個(gè)共發(fā)射極的晶體管單調(diào)諧放大器如圖4.5.1所示。圖4.5.1晶體管單調(diào)諧放大器圖中，RB1、RB2、RE是工作點(diǎn)偏置電阻；CB為耦合電容；CE為旁路電容；電感L的初級(jí)線(xiàn)圈AB端為N1，AC端為N2，次級(jí)線(xiàn)圈為N3；電感L與電容C構(gòu)成LC諧振電路，作為放大器的集電極負(fù)載，起選頻作用，它采用抽頭接入法，以減輕晶體管輸出電阻對(duì)諧振電路Q(chēng)值的影響；RL是放大器的負(fù)載，它可能是下一級(jí)電路輸入端的等效輸入電阻。輸入信號(hào)ui產(chǎn)生晶體管的基極輸入電流Ib，通過(guò)晶體管放大，得到集電極電流βIb（相當(dāng)于一個(gè)恒流源），可認(rèn)為該恒流源直接加到LC并聯(lián)諧振回路上。等效電路如圖4.5.2（a）所示。圖中，rce為晶體管ce極間輸出電阻?？紤]到rce和RL

的影響后，LC諧振回路就可以等效為一個(gè)RLC并聯(lián)諧振回路，如圖4.5.2（b）所示。圖4.5.2晶體管單調(diào)諧放大器集電極回路的等效電路(a) LC并聯(lián)諧振回路；(b)RLC并聯(lián)諧振回路令RLC諧振回路的并聯(lián)阻抗為ZAC，那么實(shí)際的集電極負(fù)載為變換到AB端的阻抗ZAB，它們的關(guān)系為（4.5.1）設(shè)RL上的輸出電壓為uo，集電極電壓為uAB，則晶體管單調(diào)諧放大器的電壓放大倍數(shù)：（4.5.2）式中，ri為晶體管be極間的輸入電阻。將式（4.5.1）代入式（4.5.2），得：（4.5.3）由式（4.5.3）可見(jiàn)，

A與ZAC成正比。ZAC是頻率的函數(shù)，對(duì)于不同頻率的信號(hào)，ZAC是不同的。對(duì)于頻率與諧振頻率f0相同的信號(hào)，ZAC最大，故此時(shí)A也最大。所以，

A的頻率特性和LC并聯(lián)諧振回路的相同。諧振時(shí)，有：∥Q0ω0L∥（4.5.4）式中，Q0為L(zhǎng)C諧振回路的空載品質(zhì)因數(shù)，QL為L(zhǎng)C諧振回路的有載品質(zhì)因數(shù)。將式（4.5.4）代入式（4.5.3），得諧振電壓放大倍數(shù)：諧振電路的頻率特性決定單級(jí)單調(diào)諧放大器的選頻性能，其有載品質(zhì)因數(shù)QL的值對(duì)放大器的選頻性能有很大影響。當(dāng)ω0L一定而QL值不同時(shí)，QL越大，則A0越大且幅頻曲線(xiàn)較尖銳；QL越小，則A0越小且幅頻曲線(xiàn)較平坦，如圖4.5.3（a）

所示。用A/A0作為縱坐標(biāo)，得到的放大器頻率特性曲線(xiàn)如圖4.5.3（b）所示。圖中，A/A0=1點(diǎn)（若用分貝表示則為0dB）代表諧振點(diǎn)，A/A0=0.707點(diǎn)（若用分貝表示則為－3dB）相當(dāng)于通頻帶的上下截止頻率。從圖中可以看出，QL越小，通頻帶BW越寬；QL越大，BW越窄。如果以某一頻偏Δf為參考標(biāo)準(zhǔn)，則QL大，衰減量就大，即選擇性好，QL小，衰減量就小，即選擇性差。圖4.5.3調(diào)諧放大器頻率特性曲線(xiàn)的兩種表示方法(a)A-f曲線(xiàn)；(b)-f曲線(xiàn)4.5.2調(diào)諧放大器的級(jí)聯(lián)

在接收機(jī)中，當(dāng)一級(jí)單調(diào)諧放大電路的選頻性能和增益不能滿(mǎn)足要求時(shí)，可以采用兩

級(jí)和多級(jí)單調(diào)諧放大器級(jí)聯(lián)的方法，形成多級(jí)級(jí)聯(lián)電路。級(jí)聯(lián)后，放大器的增益、通頻帶和選擇性都將發(fā)生變化。

多級(jí)調(diào)諧放大器級(jí)聯(lián)示意圖如圖4.5.4所示。圖4.5.4多級(jí)調(diào)諧放大器級(jí)聯(lián)示意圖多級(jí)調(diào)諧放大器可調(diào)諧于同一頻率或不同頻率。通常將調(diào)諧于不同頻率的級(jí)聯(lián)方式叫做參差調(diào)諧。

多級(jí)調(diào)諧放大器的分析可采用單級(jí)單調(diào)諧放大器的分析

方法分析每一級(jí)的特性，然后利用級(jí)聯(lián)的方法研究其多級(jí)總特性。

一般來(lái)說(shuō)，單調(diào)諧放大器的選擇性較差，增益和通頻帶的矛盾比較突出。為了改善選擇性和解決這個(gè)矛盾，可采用雙調(diào)諧放大器和參差調(diào)諧放大器。

4.6S參數(shù)與放大器設(shè)計(jì)

S參數(shù)又稱(chēng)為散射參數(shù)，它最早應(yīng)用于傳輸線(xiàn)理論，但在實(shí)際工程中，它是一組與功率相關(guān)的參數(shù)。S參數(shù)用來(lái)描述事物分散成不同分量的大小及其分散的程度。它可以電壓與電流為參數(shù)，以其入射和反射的概念來(lái)表示。S參數(shù)對(duì)于射頻電路設(shè)計(jì)和各種匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)甚為有用，尤其對(duì)于用于射頻的有源器件在不同頻率或偏壓下的復(fù)雜狀態(tài)，都可以由S參數(shù)加以定性。4.6.1S參數(shù)的定義

一組S參數(shù)有四個(gè)單元，分別為S21、S12、S11和S22。其中，下標(biāo)1代表輸入端口，下標(biāo)2代表輸出端口。S21稱(chēng)為順向傳輸系數(shù)，代表輸出對(duì)輸入的增益；S12稱(chēng)為逆向傳輸系數(shù)，代表輸出端到輸入端的逆向增益；S11

和S22分別稱(chēng)為輸入反射系數(shù)和輸出反射系數(shù)，體現(xiàn)輸入端和輸出端的反饋損耗。小信號(hào)晶體管的S參數(shù)可隨其偏壓來(lái)設(shè)定，例如由共射極的靜態(tài)工作點(diǎn)Q（UCE，IC）及信號(hào)頻率而定。通常S參數(shù)都是網(wǎng)絡(luò)上相關(guān)電壓之間的比值，但為了方便，可用一個(gè)共同

的阻抗（一般取50Ω）作為參考基準(zhǔn)。一個(gè)完整的S參數(shù)是以向量表示的，其中包括大小與相位。如圖4.6.1所示，在一個(gè)雙端口網(wǎng)絡(luò)的兩端口上各接50Ω電阻時(shí)，若將S參數(shù)視為端口輸入電壓與輸出電壓的比值，則任何元器件在射頻電路上的特性都可以準(zhǔn)確地測(cè)量得到。圖4.6.1雙端網(wǎng)絡(luò)的傳輸與反射

S參數(shù)雖常用于雙端口網(wǎng)絡(luò)，但對(duì)于三端口、四端口，乃至更多端口的網(wǎng)絡(luò)，通常也適用。對(duì)S參數(shù)的相關(guān)計(jì)算，若用dB表示，則在運(yùn)算上更為方便。

對(duì)于射頻放大器，可應(yīng)用有源器件的S參數(shù)來(lái)設(shè)計(jì)其輸入/輸出匹配網(wǎng)絡(luò)，并求得其最大功率輸出或增益。就S參數(shù)的應(yīng)用原則而言，可將線(xiàn)性放大器視為一個(gè)雙端口的“黑箱”，在兩端口上各接50Ω電阻來(lái)設(shè)定其輸入、輸出端的反射系數(shù)Γ。反射系數(shù)?？捎脕?lái)表示端口的匹配狀態(tài)。Γ通常為復(fù)數(shù)，當(dāng)完全匹配時(shí)，Γ=0；在最壞的匹配狀態(tài)下，Γ=1。4.6.2S參數(shù)的測(cè)量

圖4.6.2所示為對(duì)一個(gè)小信號(hào)放大器的晶體管的S參數(shù)的測(cè)量裝置圖。

圖中，晶體管采用發(fā)射極直接接地的共射極模式，工作于A類(lèi)放大的工作點(diǎn)（UCE，IC）。晶體管的偏壓分別由U1和U2提供，U1為基極偏壓，用來(lái)調(diào)控基極電流，以獲得所需的集電極電流IC；U2接在集電極，提供UCE偏壓。圖4.6.2測(cè)試一晶體管的S參數(shù)的原理示意圖輸入高頻信號(hào)由輸出阻抗為50Ω的信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生，經(jīng)過(guò)雙定向耦合器。在雙定向耦合器上有兩個(gè)輸出：一個(gè)是在晶體管輸入口的入射信號(hào)，另一個(gè)是在晶體管輸入口的反射信號(hào)。這兩個(gè)信號(hào)分別接至向量電壓表Mi1和Mr1，在Mi1上可測(cè)得入射電壓的大小及相位Ui1∠θi1,而在Mr1上可測(cè)得反射電壓的大小及相位Ur1∠θr1。在輸出端，信號(hào)經(jīng)過(guò)晶體管，再經(jīng)過(guò)雙定向耦合器后接至50Ω負(fù)載。同樣地，對(duì)于這一雙定向耦合器的兩個(gè)輸出，一個(gè)在Mi2上可測(cè)得入射電壓的大小及相位Ui2∠θi2，另一個(gè)在Mr2上可測(cè)得反射電壓的大小及相位Ur2∠θr2。

由S參數(shù)的定義可知，Ur1∠θr1與Ui1∠θi1的比值即為輸入反射系數(shù)：S11描述了晶體管的輸入端與信號(hào)發(fā)生器輸出端的匹配狀態(tài)，|S11|越小，說(shuō)明從信號(hào)發(fā)生器進(jìn)入晶體管的功率被反射回來(lái)的越少。|S11|恒小于1。

順向傳輸增益：S21描述了晶體管的放大能力。在測(cè)量S12與S22時(shí)，需將圖4.6.2中的射頻信號(hào)發(fā)生器與負(fù)載位置互換，按照確定S11和S21的方法，讀取Mi2和Mr2的測(cè)量值。根據(jù)S參數(shù)的定義，得：S22為輸出反射系數(shù)，描述了晶體管的輸出端負(fù)載的匹配狀態(tài)。S22也為恒小于1的數(shù)。

S12為逆向傳輸增益，依據(jù)其定義可得：它表明了放大器逆向的隔離程度。S12的值應(yīng)越小越好。就放大器而言，順向傳輸增益S21宜大，而逆向傳輸增益S12則以小為佳。這樣就會(huì)使其從輸出端到輸入端，因反射而產(chǎn)生的耦合降至最低。

S參數(shù)在計(jì)算時(shí)通常用其dB值表示，即（i,j=1,2）4.6.3放大器的S參數(shù)

用S參數(shù)設(shè)計(jì)放大器時(shí)，可將晶體管等有源器件看做一個(gè)“黑箱”，只知道其端口參數(shù)，然后從系統(tǒng)或網(wǎng)絡(luò)的角度出發(fā)來(lái)設(shè)計(jì)放大器。通過(guò)S參數(shù)，可計(jì)算放大器的功率增益、反

饋損耗、輸入或輸出阻抗以及在工作時(shí)產(chǎn)生振蕩的可能性等。同時(shí)，也可借助S參數(shù)設(shè)計(jì)最佳的信號(hào)源阻抗或負(fù)載，作為放大器前后的共軛匹配，以提供最大的功率傳輸。

1．S參數(shù)與功率增益

在小信號(hào)放大器的設(shè)計(jì)中，所謂功率增益，通常是指輸出功率對(duì)輸入功率的比值。但在實(shí)際的放大器中，常因測(cè)量功率時(shí)所取位置不同而有多種不同定義的功率增益。圖4.6.3所示為一個(gè)以雙端口網(wǎng)絡(luò)形式表示的放大器，輸入端接信號(hào)源及其內(nèi)阻，輸出端接負(fù)載。圖4.6.3放大器雙端口網(wǎng)絡(luò)上的功率圖中標(biāo)出了四個(gè)位置的功率，分別如下：

（1）PAVS：來(lái)自信號(hào)源的有效功率。

（2）PIN：輸入到雙端口網(wǎng)絡(luò)的功率。

（3）PAVN：來(lái)自雙端口網(wǎng)絡(luò)的有效功率。

（4）PL：傳輸?shù)截?fù)載的功率。這里以PL為輸出功率，分別以PAVS與PIN為輸入功率，或以PAVN為輸出功率且以PAVS為輸入功率，于是可得三種功率增益：傳送功率增益GT=PL/PAVS，工作功率增益GP=PL/PIN和有效功率增益GA=PAVN/PAVS。這三種功率增益又分別可以用有源器件的S參數(shù)、信號(hào)源反射系數(shù)和負(fù)載反射系數(shù)表示如下：其中，由于S12≠0，因此放大器的輸出端對(duì)輸入端存在反饋效應(yīng)，于是GT有兩種形式。

圖4.6.4所示為Γs、ΓL、ΓIN和ΓOUT在雙端口網(wǎng)絡(luò)上呈現(xiàn)的位置。圖4.6.4雙端網(wǎng)絡(luò)的輸入與輸出

2．S參數(shù)與穩(wěn)定性

在設(shè)計(jì)射頻放大器時(shí)，一項(xiàng)必不可少的重要工作是評(píng)估振蕩傾向。S參數(shù)在這項(xiàng)工作中起到了重要作用。無(wú)條件穩(wěn)定性指有源器件在其輸入端和輸出端接上任何阻抗后均能穩(wěn)定工作。潛在性不穩(wěn)定指有源器件與某些阻抗組合時(shí)，將會(huì)引發(fā)振蕩。穩(wěn)定性可利用由S參數(shù)導(dǎo)出的羅列特穩(wěn)定因數(shù)K來(lái)判定。下面先定義一個(gè)參量：

Δ=|S11S22－S12S21|那么，羅列特穩(wěn)定因數(shù)為若K>1，則有源器件是無(wú)條件穩(wěn)定的，可與任何信號(hào)源阻抗或負(fù)載阻抗組合；反之，若K<1，則是潛在性不穩(wěn)定的，在與某些信號(hào)源阻抗或負(fù)載阻抗組合時(shí)，將會(huì)有引發(fā)振蕩的可能。因而在K<1時(shí)，信號(hào)源或負(fù)載的選擇必須加以注意。4.6.4用S參數(shù)設(shè)計(jì)放大器

本節(jié)以設(shè)計(jì)一個(gè)羅列特穩(wěn)定因數(shù)K>1時(shí)的并存共軛匹配放大器為例，說(shuō)明S參數(shù)在放大器設(shè)計(jì)中的作用。所謂并存共軛匹配，是指輸入端與輸出端的反射系數(shù)都為共軛匹配，這樣就可得到最大的功率輸出。

圖4.6.5給出了一個(gè)并存共軛匹配放大器的設(shè)計(jì)框圖，其要求的條件為ΓIN=Γ*s和ΓOUT=Γ*L，即由上式可知，有源器件的實(shí)際輸出阻抗與其對(duì)應(yīng)的信號(hào)源阻抗有關(guān)。同樣地，它的實(shí)際輸入阻抗與其對(duì)應(yīng)的負(fù)載有關(guān)。圖4.6.5并存共軛匹配放大器的原理框圖

Γs和ΓL都是S參數(shù)的函數(shù)，可描述此時(shí)所需的信號(hào)源阻抗與負(fù)載阻抗。設(shè)所需的反射系數(shù)分別為ΓMs和ΓML，經(jīng)計(jì)算得到結(jié)果后，可用以設(shè)計(jì)輸入端和輸出端的匹配網(wǎng)絡(luò)。設(shè)計(jì)步驟如下：

（1）計(jì)算羅列特穩(wěn)定因數(shù)K，根據(jù)K是否大于1來(lái)判定有源器件是否為無(wú)條件穩(wěn)定的。

（2）設(shè)參量B1=1+|S11|2－|S22|2－|Δ|2。

（3）設(shè)參量C1=S11－Δ·S*22。（4）計(jì)算輸入端信號(hào)源反射系數(shù)：式中,“±”的選擇視B1的正負(fù)而定，若B1大于零，則取“－”,否則取“+”。（5）設(shè)參量B2=1+|S22|2－|S11|2－|Δ|2。（6）設(shè)參量C2=S22－Δ·S*11。（7）計(jì)算輸出端負(fù)載反射系數(shù)：式中,“±”的選擇視B2的正負(fù)而定，若B2大于零，則取“－”，否則取“+”。

(8)計(jì)算最大傳送功率增益:或

(9)設(shè)計(jì)輸入端匹配網(wǎng)絡(luò)。在史密斯圖上繪出ΓMs，從史密斯圖中先找到ΓMs的頂點(diǎn)，再找到Zs（50Ω）與輸入端的串聯(lián)容抗XS1串聯(lián)的軌跡，接下來(lái)找出Zs與輸入端的并聯(lián)感抗XP1并聯(lián)的軌跡，再根據(jù)匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)原則，由各軌跡及其交點(diǎn)求得所需的匹配網(wǎng)絡(luò)。（10）設(shè)計(jì)輸出端匹配網(wǎng)絡(luò)。在史密斯圖上繪出ΓML，從史密斯圖中先找到ΓML的頂點(diǎn)B，再找出ZL（50Ω）與輸出端的串聯(lián)容抗XS2串聯(lián)的軌跡，接下來(lái)找出ZL與輸出端的并聯(lián)感抗XP2并聯(lián)的軌跡，再根據(jù)匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)原則，由各軌跡及其交點(diǎn)求得所需的匹配網(wǎng)絡(luò)。

【例4.6.1】設(shè)計(jì)一工作于50Ω端點(diǎn)的放大器，已知所用晶體管的UCEQ=10V，ICQ=10mA，工作頻率為200MHz時(shí)的S參數(shù)為：S11=0.40∠162°，S12=0.04∠60°，S21=5.20∠63°,S22=0.35∠－39°。要求獲得最大的功率增益。

解：放大器以并存共軛匹配設(shè)計(jì)。下面先求所需的

ΓMs、ΓML和GTmax，再設(shè)計(jì)匹配網(wǎng)絡(luò)。可將輸入/輸出匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)為L(zhǎng)型，則從雙端口網(wǎng)絡(luò)的角度出發(fā)，應(yīng)得到如圖4.6.6所示的框圖。圖4.6.6中，XP1為輸入端的并聯(lián)感抗;XS1為輸入端的串聯(lián)容抗；XP2為輸出端的并聯(lián)感抗;XS2為輸出端的串聯(lián)容抗。下面按步驟來(lái)設(shè)計(jì)該放大器。圖4.6.6輸入/輸出的L型匹配網(wǎng)絡(luò)圖4.6.6中，XP1為輸入端的并聯(lián)感抗;XS1為輸入端的串聯(lián)容抗；XP2為輸出端的并聯(lián)感抗;XS2為輸出端的串聯(lián)容抗。下面按步驟來(lái)設(shè)計(jì)該放大器。

（1）由于：

Δ=|S11S22－S12S21|

=（0.40∠162°)(0.35∠－39°)

－(0.04∠60°)(5.20∠63°)

=0.068∠－57°于是:可見(jiàn)，該晶體管是無(wú)條件穩(wěn)定的。(2)(3)(4)(5)(6)(7)

(8)或GTmax(dB)=10lg411=26.1(dB)

(9)設(shè)計(jì)輸入端匹配網(wǎng)絡(luò)。將ΓMs=0.49∠157.9°畫(huà)在阻抗圓圖上，見(jiàn)圖4.6.7中的A點(diǎn)，讀出A點(diǎn)的歸一化阻抗值Zs=rs+jXs。圖4.6.7輸入匹配網(wǎng)絡(luò)的圓圖設(shè)計(jì)找出Zs與電抗XS1串聯(lián)的軌跡，即過(guò)A點(diǎn)沿等rs畫(huà)一弧zAB。將串聯(lián)的zAB變?yōu)椴⒙?lián)的yAB，即以圓圖中心為對(duì)稱(chēng)點(diǎn)，作出zAB的中心對(duì)稱(chēng)弧yAB。找出圖中Zs=50Ω與XP1并聯(lián)的軌跡，即過(guò)圓圖中心沿等電導(dǎo)g=1畫(huà)半圓，與弧yAB相交于M點(diǎn)，弧長(zhǎng)MO即為與Zs=50Ω并聯(lián)的電抗XP1的電納值。所以，并聯(lián)的感抗為ωLs=61Ω。又已知ω=2π×200×106rad/s，所以可得電感Ls=49nH。作M點(diǎn)的中心對(duì)稱(chēng)點(diǎn)，在弧zAB上得到點(diǎn)N，弧長(zhǎng)NA即為與Zs=50Ω串聯(lián)的電抗XS1的電納值。（10）設(shè)計(jì)輸出端匹配網(wǎng)絡(luò)。與輸入端匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)方法相同，可得到輸出端的并聯(lián)電感為L(zhǎng)L=49.7nH，串聯(lián)電容為CL=12.4pF。

最后，可畫(huà)出設(shè)計(jì)完成的放大器交流通路,如圖4.6.8所示。圖4.6.8設(shè)計(jì)完成的放大器4.7寬頻帶小信號(hào)放大器

4.7.1寬頻帶放大器的特點(diǎn)

當(dāng)射頻放大電路的相對(duì)帶寬小于10%時(shí)，通常稱(chēng)為窄帶放大電路。射頻窄帶放大電路由于工作頻率帶寬較窄，因此可認(rèn)為有源器件的S參數(shù)不隨頻率變化，輸入與輸出匹配電路對(duì)品質(zhì)因數(shù)沒(méi)有太嚴(yán)格的要求。窄帶放大電路設(shè)計(jì)的首要目標(biāo)是獲得盡可能高的功率增益。如果射頻放大電路的相對(duì)帶寬很高，則當(dāng)工作頻帶寬度達(dá)到一個(gè)倍頻程以上時(shí)，通常稱(chēng)為寬帶放大電路。例如，

工作在0.1～2GHz的射頻放大電路就屬于寬帶放大電路。與

窄帶放大電路所不同的是，寬帶放大電路的設(shè)計(jì)目標(biāo)為在工作頻帶內(nèi)獲得相對(duì)較平坦的功率增益，而不再是獲得最大功率增益。在寬帶放大電路的設(shè)計(jì)中，往往要以犧牲功率增益來(lái)?yè)Q取寬頻帶的功率增益的平坦特性。寬頻帶放大器既要有較大的電壓及功率增益，又要有很寬的頻帶，所以常用增益和通頻帶的乘積作為衡量其性能的重要指標(biāo)，稱(chēng)為增益帶寬積，可表示為G×BW或AufH。其中，fH為通頻帶的上限截止頻率，因?yàn)閷掝l帶放大器的下限截止頻率fL一般很低或?yàn)榱?，所以常常忽略。增益帶寬積越大，放大器的性能就越好。4.7.2寬頻帶放大器的設(shè)計(jì)要點(diǎn)

相對(duì)于窄帶射頻放大器而言，在設(shè)計(jì)寬帶射頻放大器時(shí)，可采用的技術(shù)有組合電路技術(shù)、補(bǔ)償性匹配電路技術(shù)、負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)技術(shù)和平衡放大技術(shù)。

1．組合電路技術(shù)

對(duì)于寬頻帶放大器而言，要求提高上限截止頻率，展寬通頻帶，一般在集成的寬頻帶放大器內(nèi)部廣泛采用共射-共基組合電路。在共射-共基組合電路中，上限截止頻率取決于共射電路上限頻率。利用共基電路輸入阻抗小的特點(diǎn)，將其作為共射電路的負(fù)載，使共射電路的輸出電阻大大減小，進(jìn)而使密

勒電容CM也大大減小，這樣就改善了高頻性能，從而有效地?cái)U(kuò)展了共射電路亦即整個(gè)組合電路的上限截止頻率。由于共射電路負(fù)載小，故而電路的電壓增益會(huì)減小，但這一點(diǎn)可以利用電壓增益較大的共基電路進(jìn)行補(bǔ)償，而共射電路的電流增益不會(huì)減小，因此整個(gè)組合電路的電流增益和電壓增益都較大。

2．補(bǔ)償性匹配電路技術(shù)

在設(shè)計(jì)寬頻帶放大器時(shí)，常遇到以下三個(gè)問(wèn)題：

（1）|S21|與|S12|會(huì)隨信號(hào)頻率的展寬而變動(dòng)。典型的|S21|的變化是隨頻率的上升以一定的變率下降，而|S12|則以相同的變率隨頻率的上升而上升。圖4.7.1描述了|S21|、|S12|及|S21S12|隨頻率而變的關(guān)系。其中，|S21S12|隨頻率的變動(dòng)對(duì)放大器工作穩(wěn)定性的影響最大。圖4.7.1|S12|、|S21|及|S21S12|的頻率特性（2）S11與S22也會(huì)隨頻率而變，而且在寬頻帶中變化極為顯著。

（3）在寬頻帶放大器的頻寬范圍內(nèi)，常有噪聲度NF及駐波系數(shù)VSWR等趨于惡劣狀況出現(xiàn)。

為解決上述問(wèn)題，常用于設(shè)計(jì)寬頻帶放大器的技術(shù)主要有兩個(gè)：一是采用補(bǔ)償性匹配網(wǎng)絡(luò)；二是采用負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)。采用補(bǔ)償性匹配網(wǎng)絡(luò)的方法是：通過(guò)在放大器中設(shè)計(jì)失配的輸入和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)，補(bǔ)償射頻晶體管順向電壓傳輸系數(shù)|S21|隨頻率的變化。匹配電路中元件的參數(shù)一般需要進(jìn)行反復(fù)嘗試和修改，使放大器在整個(gè)寬頻帶范圍內(nèi)具有盡可能平坦的功率增益。在現(xiàn)代頻率補(bǔ)償匹配網(wǎng)絡(luò)中，已經(jīng)開(kāi)始使用無(wú)源集總器件構(gòu)成復(fù)雜的匹配網(wǎng)絡(luò)。在使用頻率補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)時(shí)，由于在一些頻段匹配電路處于阻抗失配狀態(tài)，導(dǎo)致放大器輸入或輸出端口的VSWR增加，不利于前級(jí)和后級(jí)電路的設(shè)計(jì)。放大器輸入和輸出端口的阻抗失配是采用補(bǔ)償性匹配電路技術(shù)的主要缺點(diǎn)。

3．負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)技術(shù)

把負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)用于設(shè)計(jì)寬頻帶放大器，可使頻帶內(nèi)的增益趨于平坦，也能降低輸入和輸出端的駐波系數(shù)VSWR。同時(shí)，對(duì)于個(gè)別晶體管在S參數(shù)上的差異，也可利用負(fù)反饋網(wǎng)

絡(luò)加以調(diào)控。如果要求寬頻帶放大器的工作頻寬超過(guò)10倍頻程，頻帶內(nèi)功率增益的波動(dòng)小于0.1dB，則可采用補(bǔ)償性匹配電路技術(shù)來(lái)補(bǔ)償增益差異，但實(shí)際上該技術(shù)并不足以應(yīng)付。此時(shí)就需要采用負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)技術(shù)來(lái)進(jìn)行設(shè)計(jì)。圖4.7.3給出了晶體管的等效電路。將串聯(lián)反饋電阻R1與并聯(lián)反饋電阻R2分別接入等效電路，可得如圖4.7.4所示的負(fù)反饋等效電路。圖4.7.2晶體管負(fù)反饋電路(a)串聯(lián)電阻反饋；(b)旁路電阻反饋圖4.7.3給出了晶體管的等效電路。將串聯(lián)反饋電阻R1與并聯(lián)反饋電阻R2分別接入等效電路，可得如圖4.7.4所示的負(fù)反饋等效電路。圖4.7.3晶體管的等效電路圖4.7.4負(fù)反饋等效電路負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)以y參數(shù)的矩陣表示為式中：再將y參數(shù)轉(zhuǎn)換為S參數(shù)，可得：其中，gm為晶體管的交流跨導(dǎo)，

Zo為輸出阻抗。假設(shè)輸入端與輸出端都為無(wú)反射的設(shè)計(jì)，當(dāng)VSWR=1時(shí)，有：可導(dǎo)出：（4.7.1）于是由以上各關(guān)系，將S21、S12中的R1都換為R2，可得：由上面兩式可知，以負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)技術(shù)設(shè)計(jì)的寬頻帶放大器，其有源器件的S參數(shù)為定值，并以R2及Zo為函數(shù)，且不隨信號(hào)頻率而改變。再設(shè)gm>>1，由式（4.7.1）可得R1、R2與Zo三者的關(guān)系為另外，若以并聯(lián)反饋設(shè)計(jì)，R1=0，并仍能滿(mǎn)足S11=S22=0的條件，則跨導(dǎo)gm的最小值gm，min為

【例4.7.1】設(shè)計(jì)一寬頻帶射頻晶體管放大器，以50Ω系統(tǒng)為參考，已知晶體管的S21=3.981，計(jì)算所用晶體管的最小跨導(dǎo)gm，min、并聯(lián)反饋電阻R2及傳輸功率增益。

解

R2=Zo(1+|S21|)=50Ω×(1+3.981)=249Ω

4.平衡放大技術(shù)

該技術(shù)采用3dB混合耦合器和兩個(gè)射頻放大電路構(gòu)成對(duì)稱(chēng)電路，通過(guò)隔離入射信號(hào)

和反射信號(hào)，實(shí)現(xiàn)降低輸入和輸出端口的駐波系數(shù)VSWR。其電路結(jié)構(gòu)示意圖如圖4.7.5所示。傳輸功率增益可由下式導(dǎo)出:圖4.7.5寬帶平衡放大器4.8低噪聲放大器

對(duì)于無(wú)線(xiàn)電系統(tǒng)中的小信號(hào)放大器來(lái)說(shuō)，除了要求增益以外，還要求有一定的低噪聲度NF。小信號(hào)放大器主要應(yīng)用于接收機(jī)的前端，其本身噪聲的大小將會(huì)主導(dǎo)整個(gè)接收系

統(tǒng)的整體噪聲度，因而它必須是一個(gè)低噪聲的放大器。當(dāng)然，對(duì)于低噪聲放大器的設(shè)計(jì)而言，除了考慮噪聲外，還

應(yīng)兼顧其增益及工作穩(wěn)定性。4.8.1低噪聲放大器的定義及特點(diǎn)

低噪聲放大器（LNA）是噪聲系數(shù)很低的放大器，一般用作各類(lèi)無(wú)線(xiàn)電接收機(jī)的高頻或中頻前置放大器，以及高靈敏度電子探測(cè)設(shè)備的放大電路。在放大微弱信號(hào)的場(chǎng)合，放大器自身的噪聲對(duì)信號(hào)的干擾可能很?chē)?yán)重，因此希望減小這種噪聲，以提高輸出的功率信噪比。由放大器所引起的功率信噪比的惡化程度通常用噪聲系數(shù)NF來(lái)表示。理想放大器的噪聲系數(shù)NF＝1（0dB），其物理意義是輸出信噪比等于輸入信噪比。

LNA是射頻接收機(jī)前端的主要部分，它主要有四個(gè)特點(diǎn)：

（1）LNA位于接收機(jī)的最前端，這就要求其噪聲越小越好。為了抑制后面各級(jí)噪聲對(duì)系統(tǒng)的影響，還要求有一定的增益，但為了不使后面的混頻器過(guò)載，產(chǎn)生非線(xiàn)性失真，它的增益又不宜過(guò)大。放大器在其工作頻段內(nèi)應(yīng)該是穩(wěn)定的。（2）LNA所接收的信號(hào)是很微弱的，所以LNA必定是一個(gè)小信號(hào)線(xiàn)性放大器，而且由于受傳輸路徑的影響，信號(hào)的強(qiáng)弱又是變化的，在接收信號(hào)的同時(shí)可能伴隨許多強(qiáng)干擾信號(hào)混入，因此要求有足夠大的線(xiàn)性范圍，且增益最好是可調(diào)節(jié)的。（3）LNA一般通過(guò)傳輸線(xiàn)直接和天線(xiàn)或天線(xiàn)濾波器相連，放大器的輸入端必須和它們很好地匹配，以達(dá)到功率最大傳輸或噪聲系數(shù)最小的目的，并保證濾波器的性能。

（4）應(yīng)具有一定的選頻功能，抑制帶外和鏡像頻率干擾，因此LNA一般是頻帶放大器。

就LNA的設(shè)計(jì)而言，在射頻段有源器件最適合的參數(shù)就是S參數(shù)。4.8.2低噪聲放大器的設(shè)計(jì)要點(diǎn)

由于LNA既要抑制噪聲，又要有一定的增益,因此，很少有恰好50Ω的匹配情況，所以在選取有源器件時(shí)，應(yīng)以羅列特穩(wěn)定因數(shù)K>1的無(wú)條件穩(wěn)定為主要條件。這樣就避免了在設(shè)計(jì)過(guò)程中要同時(shí)考慮工作穩(wěn)定性的問(wèn)題，從而增加了設(shè)計(jì)過(guò)程的復(fù)雜性。一般地，對(duì)于任何一個(gè)晶體管，將其工作點(diǎn)Q(UCE，IC)與信號(hào)源阻抗Rs進(jìn)行適當(dāng)組合，都會(huì)提供最低的噪聲度。這一最佳信號(hào)源阻抗及工作點(diǎn)都可在晶體管的技術(shù)資料中獲

得。一般在單一信號(hào)頻率下，當(dāng)UCE為一定值時(shí)，用Rs和

IC的組合表示其對(duì)應(yīng)的噪聲度。圖4.8.1所示為某晶體管在

200MHz的工作頻率下，Rs與IC組合得到的噪聲度曲線(xiàn)，可

根據(jù)需要選取。圖4.8.1Rs與IC的噪聲度曲線(xiàn)

LNA常用的設(shè)計(jì)步驟如下：

（1）選取晶體管。在設(shè)定的工作點(diǎn)Q（UCE，IC）有最佳噪聲度或最佳信號(hào)源反射系數(shù)ΓsO，并判定K>1時(shí)為無(wú)條件穩(wěn)定。

（2）讀取晶體管最低噪聲度的ΓsO。

（3）根據(jù)讀到的ΓsO，設(shè)計(jì)信號(hào)源與晶體管輸入端的

阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)。

（4）設(shè)計(jì)輸出端的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)。設(shè)以共軛匹配為條件，計(jì)算：式中，ΓL為所需的負(fù)載反射系數(shù)；ΓOUT為晶體管輸出端反射系數(shù)。接下來(lái)根據(jù)設(shè)計(jì)輸出匹配網(wǎng)絡(luò)。一般而言，若ΓsO與晶體管的S*11接近，當(dāng)屬最佳，因而可同時(shí)得到最佳的噪聲度以及最佳的VSWR。這一狀況在工作于2GHz以上的GaAs場(chǎng)效應(yīng)管中已相當(dāng)普遍。只有當(dāng)ΓsO與S*11相差很大時(shí)，最佳噪聲度與最大輸出功率無(wú)法兼得。在實(shí)際設(shè)計(jì)中，以低噪聲場(chǎng)效應(yīng)管為例，可在源極引線(xiàn)上加少量電感，使噪聲系數(shù)NF與VSWR之間取得折中。在信號(hào)頻率為2GHz以下時(shí)，該方法不僅對(duì)場(chǎng)效應(yīng)管頗為有效，而且對(duì)晶體管也同樣有效。不過(guò)，該方法使放大器的增益稍減，但對(duì)晶體管的穩(wěn)定性則影響甚微。可以將場(chǎng)效應(yīng)管源極引線(xiàn)或晶體管射極引線(xiàn)的接地距離加長(zhǎng)來(lái)增加電感。當(dāng)頻率高于2GHz時(shí)，這一方法將會(huì)對(duì)放大器的穩(wěn)定性產(chǎn)生較大影響。

4.9集成器件與應(yīng)用電路舉例

射頻小信號(hào)放大器可以用專(zhuān)用晶體管與其他元器件搭接而成，也可以采用專(zhuān)用集成器件實(shí)現(xiàn)，如AT-32032晶體管放大器、NJG1106KB2和AD8353?？梢愿鶕?jù)設(shè)計(jì)要求（如工作頻率、低噪聲放大、寬帶放大、緩沖放大等），分別采用不同的器件。4.9.1AT-32032晶體管放大器

該電路使用的有源器件是低電流高性能NPN晶體管

AT-32032，它在電源電壓為2.7V，電流為5mA時(shí)，NF為1.0~1.25dB，增益為7.5~15dB，ICBO為0.2μA，IEBO為

1.5μA，適合900MHz、1.8GHz等無(wú)線(xiàn)電系統(tǒng)應(yīng)用。當(dāng)AT-32032工作在900MHz時(shí)，可根據(jù)其技術(shù)手冊(cè)的S參數(shù)值計(jì)算得K>1，是無(wú)條件穩(wěn)定的。

用AT-32032設(shè)計(jì)的900MHz放大器如圖4.9.1所示，其技術(shù)性能為：電源電壓為2.7~3V，集電極電流（IC）為5mA，傳輸?shù)截?fù)載的功率PL（dB）為13dBm，增益GT（dB）為

15.5dB，輸出三階截點(diǎn)(OIP3)為23dBm，|S21|2為11.5dBm。圖4.9.1AT-32032的應(yīng)用電路圖4.9.1中，C1、C3、C4和C5為片式電容器;C2用作開(kāi)路

調(diào)諧，在PCB板上長(zhǎng)度約為0.27~0.28英寸（1英寸≈2.54厘米）；L1、L3和L4為片式電感器；L2可根據(jù)實(shí)際應(yīng)用調(diào)節(jié)并選擇其值；電阻均采用片式電阻器；Z0為50Ω微帶線(xiàn)。4.9.2NJG1106KB2低噪聲放大器

NJG1106KB2是一個(gè)工作頻率范圍為800MHz~1GHz的LNA集成電路。該芯片內(nèi)部具有自偏置電路和輸入隔直電容，漏極電壓為2.5~5.5V，工作電流為2.5~3.4mA，小信號(hào)增益為15~19dB，噪聲系數(shù)NF為1.3~1.5dB，輸出功率PL(dB)為－4~0dBm，輸入三階截點(diǎn)（IIP3）為－8~－4dBm，射頻輸入/輸出VSWR為1.5~2。

NJG1106KB2采用FLP6-B2封裝，封裝尺寸為2.1mm×

2.0mm×0.75mm。其內(nèi)部電路如圖4.9.2所示。圖中，引腳1為射頻信號(hào)輸出和電源電壓輸入，需連接一個(gè)匹配網(wǎng)絡(luò)；引腳3需連接外部旁路電容；引腳2、4、5為接地端，為獲得好的射頻接地性能，需使用多個(gè)通孔連接到地線(xiàn)；引腳6為射

頻信號(hào)輸入端，連接一個(gè)匹配網(wǎng)絡(luò)到該引腳端，不需要隔直電容。圖4.9.2NJG1106KB2的內(nèi)部電路基于NJG1106KB2的800MHz低噪聲放大電路如圖4.9.3

所示。圖中，電感L4是射頻扼流圈；直流電源通過(guò)L3和L4加入到內(nèi)部的LNA；C1是隔直電容；C2和C3是旁路電容；使用

L1來(lái)穩(wěn)定放大器，在接近400MHz的較低頻段下拉輸入阻抗；輸入電路需要使用片式電感，封裝為1608；接地端需采用盡可能低的電感連接到地線(xiàn)。對(duì)于該應(yīng)用電路，在制作PCB板時(shí)可采用FR-4材料，厚度為0.2mm，微帶線(xiàn)寬為0.4mm（即輸出端阻抗為Z0=50Ω）