第9章現(xiàn)代數(shù)字調(diào)制解調(diào)技術(shù)

9.1正交振幅調(diào)制(QAM)

9.1.1MQAM調(diào)制原理正交振幅調(diào)制是用兩個(gè)獨(dú)立的基帶數(shù)字信號對兩個(gè)相互正交的同頻載波進(jìn)行抑制載波的雙邊帶調(diào)制,利用這種已調(diào)信號在同一帶寬內(nèi)頻譜正交的性質(zhì)來實(shí)現(xiàn)兩路并行的數(shù)字信息傳輸。

正交振幅調(diào)制信號的一般表示式為

式中,An是基帶信號幅度,g(t-nTs)是寬度為Ts的單個(gè)基帶信號波形。式(9.11)還可以變換為正交表示形式:

QAM信號調(diào)制原理圖如圖9-1所示。圖中,輸入的二進(jìn)制序列經(jīng)過串/并變換器輸出速率減半的兩路并行序列,再分別經(jīng)過2電平到L電平的變換,形成L電平的基帶信號。為了抑制已調(diào)信號的帶外輻射,該L電平的基帶信號還要經(jīng)過預(yù)調(diào)制低通濾波器,形成X(t)和Y(t),再分別對同相載波和正交載波相乘。最后將兩路信號相加即可得到QAM信號。圖9-1QAM信號調(diào)制原理圖

信號矢量端點(diǎn)的分布圖稱為星座圖。通常,可以用星座圖來描述QAM信號的信號空間分布狀態(tài)。對于M=16的16QAM來說,有多種分布形式的信號星座圖。兩種具有代表意義的信號星座圖如圖9-2所示。在圖9-2(a)中,信號點(diǎn)的分布成方型,故稱為方型16QAM星座,也稱為標(biāo)準(zhǔn)型16QAM。在圖9-2(b)中,信號點(diǎn)的分布成星型,故稱為星型16QAM星座。圖9-216QAM的星座圖

若信號點(diǎn)之間的最小距離為2A,且所有信號點(diǎn)等概率出現(xiàn),則平均發(fā)射信號功率為

對于方型16QAM,信號平均功率為

對于星型16QAM,信號平均功率為

兩者功率相差1.4dB。另外,兩者的星座結(jié)構(gòu)也有重要的差別。一是星型16QAM只有兩個(gè)振幅值,而方型16QAM有三種振幅值;二是星型16QAM只有8種相位值,而方型16QAM有12種相位值。這兩點(diǎn)使得在衰落信道中,星型16QAM比方型16QAM更具有吸引力。

M=4,16,32,…,256時(shí)MQAM信號的星座圖如圖9-3所示。其中,M=4,16,64,256時(shí)星座圖為矩形,而M=32,128時(shí)星座圖為十字形。前者M(jìn)為2的偶次方,即每個(gè)符號攜帶偶數(shù)個(gè)比特信息;后者M(jìn)為2的奇次方,即每個(gè)符號攜帶奇數(shù)個(gè)比特信息。圖9-3MQAM信號的星座圖

若已調(diào)信號的最大幅度為1,則MPSK信號星座圖上信號點(diǎn)間的最小距離為

而MQAM信號矩形星座圖上信號點(diǎn)間的最小距離為

式中,L為星座圖上信號點(diǎn)在水平軸和垂直軸上投影的電平數(shù),M=L2。

由式(9.16)和(9.17)可以看出,當(dāng)M=4時(shí),d4PSK=d4QAM,實(shí)際上,4PSK和4QAM的星座圖相同。當(dāng)M=16時(shí),d16QAM=0.47,而d16PSK=0.39,d16PSK<d16QAM。這表明,16QAM系統(tǒng)的抗干擾能力優(yōu)于16PSK。

9.1.2MQAM解調(diào)原理

MQAM信號同樣可以采用正交相干解調(diào)方法,其解調(diào)器原理圖如圖9-4所示。解調(diào)器輸入信號與本地恢復(fù)的兩個(gè)正交載波相乘后,經(jīng)過低通濾波輸出兩路多電平基帶信號X(t)和Y(t)。多電平判決器對多電平基帶信號進(jìn)行判決和檢測,再經(jīng)L電平到2電平轉(zhuǎn)換和并/串變換器最終輸出二進(jìn)制數(shù)據(jù)。圖9-4MQAM信號相干解調(diào)原理圖

9.1.3MQAM抗噪聲性能

對于方型QAM,可以看成是由兩個(gè)相互正交且獨(dú)立的多電平ASK信號疊加而成。因此,利用多電平信號誤碼率的分析方法,可得到M進(jìn)制QAM的誤碼率為

式中,M=L2,Eb為每比特碼元能量,n0為噪聲單邊功率譜密度。圖9-5給出了M進(jìn)制方形QAM的誤碼率曲線。圖9-5M進(jìn)制方型QAM的誤碼率曲線

9.2最小移頻鍵控(MSK)

9.2.1MSK的基本原理MSK是恒定包絡(luò)連續(xù)相位頻率調(diào)制,其信號的表示式為其中

令

則式(9.21)可表示為

式中,θk(t)稱為附加相位函數(shù);ωc為載波角頻率;Ts為碼元寬度;ak

為第k個(gè)輸入碼元,取值為±1;φk

為第k個(gè)碼元的相位常數(shù),在時(shí)間kTs≤t≤(k+1)Ts中保持不變,其作用是保證在t=kTs時(shí)刻信號相位連續(xù)。圖9-6MSK信號的時(shí)間波形

對第k個(gè)碼元的相位常數(shù)φk的選擇應(yīng)保證MSK信號相位在碼元轉(zhuǎn)換時(shí)刻是連續(xù)的。根據(jù)這一要求,由式(9.22)可以得到相位約束條件為

式中,若取φk的初始參考值φ0=0,則

上式即反映了MSK信號前后碼元區(qū)間的相位約束關(guān)系,表明MSK信號在第k個(gè)碼元的相位常數(shù)不僅與當(dāng)前碼元的取值ak有關(guān),而且還與前一碼元的取值ak-1及相位常數(shù)φk-1有關(guān)。

圖9-7附加相位函數(shù)θk(t)的波形圖

對于各種可能的輸入信號序列,θk(t)的所有可能路徑如圖9-8所示,它是一個(gè)從-2π到+2π的網(wǎng)格圖。圖9-8MSK的相位網(wǎng)格圖

下面我們簡要討論一下MSK信號的功率譜。對于由式(9.21)定義的MSK信號,其單邊功率譜密度可表示為

根據(jù)式(9.216)畫出MSK信號的功率譜如圖9-9-所示。為了便于比較,圖中還畫出了2PSK信號的功率譜。圖9-9-MSK信號的歸一化功率譜

由圖9-9-可以看出,與2PSK相比,MSK信號的功率譜更加緊湊,其第一個(gè)零點(diǎn)出現(xiàn)在0.75/Ts處,而2PSK的第一個(gè)零點(diǎn)出現(xiàn)在1/Ts處。這表明,MSK信號功率譜的主瓣所占的頻帶寬度比2PSK信號的窄;當(dāng)(f-fc)→∞時(shí),MSK的功率譜以(f-fc)-4的速率衰減,它要比2PSK的衰減速率快得多,因此對鄰道的干擾也較小。

9.2.2MSK調(diào)制解調(diào)原理

由MSK信號的一般表示式(9.23)可得

圖9-10MSK信號調(diào)制器原理圖

MSK信號屬于數(shù)字頻率調(diào)制信號,因此可以采用一般鑒頻器方式進(jìn)行解調(diào),其原理圖如圖9-11所示。鑒頻器解調(diào)方式結(jié)構(gòu)簡單,容易實(shí)現(xiàn)。圖9-11MSK鑒頻器解調(diào)原理圖

由于MSK信號調(diào)制指數(shù)較小,采用一般鑒頻器方式進(jìn)行解調(diào)誤碼率性能不太好,因此在對誤碼率有較高要求時(shí)大多采用相干解調(diào)方式。圖9-12是MSK信號相干解調(diào)器原理圖,其由相干載波提取和相干解調(diào)兩部分組成。圖9-12MSK信號相干解調(diào)器原理圖

9.2.3MSK的性能

設(shè)信道特性為恒參信道,噪聲為加性高斯白噪聲,MSK解調(diào)器輸入信號與噪聲的合成波為

式中

是均值為0,方差為σ2的窄帶高斯噪聲。

經(jīng)過相乘、低通濾波和抽樣后,在t=2kTs時(shí)刻I支路的樣值為

在t=(2k+1)Ts時(shí)刻Q支路的樣值為

式中,nc和ns分別為nc(t)和ns(t)在取樣時(shí)刻的樣本值。在I支路和Q支路數(shù)據(jù)等概率的情況下,各支路的誤碼率為

經(jīng)過交替門輸出和差分譯碼后,系統(tǒng)的總誤比特率為

MSK系統(tǒng)誤比特率曲線如圖9-13所示。

由以上分析可以看出,MSK信號比2PSK有更高的頻譜利用率,并且有更強(qiáng)的抗噪聲性能,從而得到了廣泛的應(yīng)用。

9.3高斯最小移頻鍵控(GMSK)

9.3.1GMSK的基本原理MSK

調(diào)制是調(diào)制指數(shù)為0.5的二進(jìn)制調(diào)頻,基帶信號為矩形波形。為了壓縮MSK信號的功率譜,可在MSK調(diào)制前加入預(yù)調(diào)制濾波器,對矩形波形進(jìn)行濾波,得到一種新型的基帶波形,使其本身和盡可能高階的導(dǎo)數(shù)都連續(xù),從而得到較好的頻譜特性。GMSK(GaussianFilteredMinimumShiftKeying)調(diào)制原理圖如圖9-14所示。圖9-14GMSK調(diào)制原理圖

為了有效地抑制MSK信號的帶外功率輻射,預(yù)調(diào)制濾波器應(yīng)具有以下特性:

(1)帶寬窄并且具有陡峭的截止特性;

(2)脈沖響應(yīng)的過沖較小;

(3)濾波器輸出脈沖響應(yīng)曲線下的面積對應(yīng)于π/2的相移。

其中條件(1)是為了抑制高頻分量;條件(2)是為了防止過大的瞬時(shí)頻偏;條件(3)是為了使調(diào)制指數(shù)為0.5。圖9-15高斯濾波器的矩形脈沖響應(yīng)

GMSK信號的表達(dá)式為

式中,an為輸入數(shù)據(jù)。

高斯濾波器的輸出脈沖經(jīng)MSK調(diào)制得到GMSK信號,其相位路徑由脈沖的形狀決定。由于高斯濾波后的脈沖無陡峭沿,也無拐點(diǎn),因此,相位路徑得到進(jìn)一步平滑,如圖9-16所示。圖9-16GMSK信號的相位路徑

圖9-17是通過計(jì)算機(jī)模擬得到的GMSK信號的功率譜。圖中,橫坐標(biāo)為歸一化頻差(f-fc)Tb

,縱坐標(biāo)為功率譜密度,參變量BbTb為高斯低通濾波器的歸一化3dB帶寬Bb與碼元長度Tb

的乘積。BbTb=∞的曲線是MSK信號的功率譜密度。GMSK信號的功率譜密度隨BbTb值的減小變得緊湊起來。表9-1給出了作為BbTb函數(shù)的GMSK信號中包含給定功率百分比的帶寬。圖9-17GMSK信號的功率譜密度

圖9-18是在不同BbTb時(shí)由頻譜分析儀測得的射頻輸出頻譜?？梢?測量值與圖9-17所示的計(jì)算機(jī)模擬結(jié)果基本一致。圖9-19-是GMSK信號正交相干解調(diào)時(shí)測得的眼圖。可以看出,當(dāng)BbTb較小時(shí)會使基帶波形中引入嚴(yán)重的碼間干擾,從而降低性能。當(dāng)BbTb=0.25時(shí),GMSK的誤碼率比MSK下降1dB。圖9-18不同BbTb時(shí)實(shí)測GMSK信號射頻功率譜圖9-19-GMSK信號正交相干解調(diào)的眼圖

圖9-20PLL型GMSK調(diào)制器

由式(9.38),GMSK信號可以表示為正交形式,即

式中

由式(9.39)和式(9.310)可以構(gòu)成一種波形存儲正交調(diào)制器,其原理圖如圖9-21所示。波形存儲正交調(diào)制器的優(yōu)點(diǎn)是避免了復(fù)雜的濾波器設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn),可以產(chǎn)生具有任何特性的基帶脈沖波形和已調(diào)信號。圖9-21波形存儲正交調(diào)制器產(chǎn)生GMSK信號

GMSK信號也可以采用圖9-22所示的差分解調(diào)器解調(diào)。圖9-22(a)是1比特差分解調(diào)方案,圖9-22(b)是2比特差分解調(diào)方案。圖9-22GMSK信號差分解調(diào)器原理

9.3.3GMSK系統(tǒng)的性能

假設(shè)信道為恒參信道,噪聲為加性高斯白噪聲,其單邊功率譜密度為n0。GMSK信號相干解調(diào)的誤比特率下界可以表示為

式中,dmin為在t1到t2之間觀察所得的Hilbert空間中發(fā)送數(shù)據(jù)“1”和“0”對應(yīng)的復(fù)信號u1(t)和u0(t)之間的最小距離,即

在恒參信道,加性高斯白噪聲條件下,測得的GMSK相干解調(diào)誤比特率曲線如圖9-23所示。由圖可以看出,當(dāng)BbTb=0.25時(shí),GMSK的性能僅比MSK下降1dB。由于移動通信系統(tǒng)是快速瑞利衰落信道,因此誤比特性能要比理想信道下的誤比特性能下降很多。具體誤比特性能要通過實(shí)際測試。圖9-23理想信道下GMSK相干解調(diào)誤比特率曲線

【例9-1】為了產(chǎn)生BbTb=0.2的GMSK信號,當(dāng)信道數(shù)據(jù)速率Rb=250kb/s時(shí),試求高斯低通濾波器的3dB帶寬。并確定射頻信道中99%的功率集中在多大的帶寬中?

為了抑制已調(diào)信號的帶外功率輻射,在進(jìn)行正交調(diào)制前先使同相支路信號和正交支路信號k

和Qk

通過具有線性相位特性和平方根升余弦幅頻特性的低通濾波器。幅頻特性表示式為

兩個(gè)序列ck和dk

送入差分解碼器進(jìn)行解碼,其解碼關(guān)系為

根據(jù)表9-2和式(9.410)就可以得到調(diào)制數(shù)據(jù),再經(jīng)過并/串變換即可恢復(fù)出發(fā)送的數(shù)據(jù)序列。圖9-26基帶差分檢測器原理圖

對于基帶差分檢測來說,當(dāng)收發(fā)兩端存在相位漂移Δθ=2πΔfT時(shí),將會使系統(tǒng)誤比特率增加,圖9-28中給出了不同ΔfT時(shí)的誤比特率曲線?？梢钥闯?當(dāng)ΔfT=0.025,即頻率偏差為碼元速率的2.5%時(shí),在一個(gè)碼元期間內(nèi)將產(chǎn)生9°的相位差。在誤比特率為10-5時(shí),該相位差將會引起1dB左右的性能惡化。

9.5OFDM調(diào)制

前面幾節(jié)所討論的數(shù)字調(diào)制解調(diào)方式都是屬于串行體制,和串行體制相對應(yīng)的一種體制是并行體制。它是將高速率的信息數(shù)據(jù)流經(jīng)串/并變換,分割為若干路低速率并行數(shù)據(jù)流,然后每路低速率數(shù)據(jù)采用一個(gè)獨(dú)立的載波調(diào)制并疊加在一起構(gòu)成發(fā)送信號,這種系統(tǒng)也稱為多載波傳輸系統(tǒng)。多載波傳輸系統(tǒng)原理圖如圖9-29-所示。圖9-29-多載波傳輸系統(tǒng)原理圖

圖9-30OFDM信號頻譜結(jié)構(gòu)

9.5.2OFDM信號調(diào)制與解調(diào)

OFDM信號的產(chǎn)生是基于快速離散傅里葉變換實(shí)現(xiàn)的,其產(chǎn)生原理如圖9-31所示。圖中,輸入信息速率為Rb的二進(jìn)制數(shù)據(jù)序列先進(jìn)行串/并變換。根據(jù)OFDM符號間隔Ts,將其分成ct=RbTs個(gè)比特一組。這ct

個(gè)比特被分配到N個(gè)子信道上,經(jīng)過編碼后映射為N個(gè)復(fù)數(shù)子符號Xk,其中子信道k對應(yīng)的子符號Xk代表bk

個(gè)比特,而且圖9-31OFDM信號產(chǎn)生原理圖

OFDM信號接收端的原理圖如圖9-32所示,其處理過程與發(fā)送端相反。接收端輸入OFDM信號首先經(jīng)過下變頻變換到基帶,A/D轉(zhuǎn)換、串/并變換后的信號去除循環(huán)前綴,再進(jìn)行2N點(diǎn)快速離散傅里葉變換(FFT)得到一幀數(shù)據(jù)。為了對信道失真進(jìn)行校正,需要對數(shù)據(jù)進(jìn)行單抽頭或雙抽頭時(shí)域均衡。最后經(jīng)過譯碼判決和并/串變換,恢復(fù)出發(fā)送的二進(jìn)制數(shù)據(jù)序列。圖9-32OFDM信號接收原理圖

為了使信號在IFFT、FFT前后功率保持不變,DFT和IDFT應(yīng)滿足以下關(guān)系:

在OFDM系統(tǒng)中,符號周期、載波間距和子載波數(shù)應(yīng)根據(jù)實(shí)際應(yīng)用條件合理選擇。符號周期的大小影響載波間距以及編碼調(diào)制遲延時(shí)間。若信號星座固定,則符號周期越長,抗干擾能力越強(qiáng),但是載波數(shù)量和FFT的規(guī)模也越大。各子載波間距的大小也受到載波偏移及相位穩(wěn)定度的影響。一般選定符號周期時(shí)應(yīng)使信道在一個(gè)符號周期內(nèi)保持穩(wěn)定。子載波的數(shù)量根據(jù)信道帶寬、數(shù)據(jù)速率以及符號周期來確定。OFDM系統(tǒng)采用的調(diào)制方式應(yīng)根據(jù)功率及頻譜利用率的要求來選擇。

常用的調(diào)制方式有QPSK和16QAM方式。另外,不同的子信道還可以采用不同的調(diào)制方式,特性較好的子信道可以采用頻譜利用率較高的調(diào)制方式,而衰落較大的子信道應(yīng)選用功率利用率較高的調(diào)制方式,這是OFDM系統(tǒng)的優(yōu)點(diǎn)之一。

9.5.3OFDM系統(tǒng)性能

1.抗脈沖干擾

OFDM系統(tǒng)抗脈沖干擾的能力比單載波系統(tǒng)強(qiáng)很多。這是因?yàn)閷FDM信號的解調(diào)是在一個(gè)很長的符號周期內(nèi)積分,從而使脈沖噪聲的影響得以分散。事實(shí)上,對脈沖干擾有效的抑制作用是最初研究多載波系統(tǒng)的動機(jī)之一。提交給CCITT的測試報(bào)告表明,能夠引起多載波系統(tǒng)發(fā)生錯誤的脈沖噪聲的門限電平比單載波系統(tǒng)高11dB。

2.抗多徑傳播與衰落

OFDM系統(tǒng)把信息分散到許多個(gè)載波上,大大降低了各子載波的信號速率,使符號周期比多徑遲延長,從而能夠減弱多徑傳播的影響。若再采用保護(hù)間隔和時(shí)域均衡等措施,可以有效降低符號間干擾。保護(hù)間隔原理如圖9-33所示。圖9-33保護(hù)間隔原

圖9-34OFDM信號頻譜結(jié)構(gòu)

設(shè)信號采樣頻率為1/T,則每個(gè)子載波信號的采樣速率為1/(NT),即載波間距為1/(NT),若將信號兩側(cè)的旁瓣忽略,則頻譜寬度為

OFDM的符號速率為

比特速率與所采用的調(diào)制方式有關(guān),若信號星座點(diǎn)數(shù)為M,則比特率為

因此,OFDM的頻譜利用率為

對于串行系統(tǒng),當(dāng)采用MQAM調(diào)制方式時(shí),頻譜利用率為

比較式(9.516)和式(9.517)可以看出,當(dāng)采用MQAM調(diào)制方式時(shí),OFDM系統(tǒng)的頻譜利用率比串行系統(tǒng)提高近一倍。

9.6數(shù)字化接收技術(shù)

理想軟件無線電的組成結(jié)構(gòu)如圖9-35所示,主要由天線、射頻前端、寬帶A/DD/A轉(zhuǎn)換器、通用和專用數(shù)字信號處理器及相應(yīng)軟件組成。軟件無線電涉及很多通信新技術(shù),本節(jié)只討論其關(guān)鍵技術(shù)之一:信號的數(shù)字檢測技術(shù)。圖9-35理想軟件無線電的組成結(jié)構(gòu)

9.6.1信號的數(shù)字檢測原理

由以上各章節(jié)討論可知,對于大多數(shù)數(shù)字調(diào)制信號都可以表示為

式中,Ak是基帶信號幅度,φk是攜帶基帶信息的相位,g(t-kT)是寬度為T的單個(gè)基帶信號波形。

式(9.61)還可以變換為正交表示形式:

正交調(diào)制法實(shí)現(xiàn)數(shù)字調(diào)制原理圖如圖9-36所示。圖9-36正交調(diào)制法實(shí)現(xiàn)數(shù)字調(diào)制原理圖

由抽樣定理可知,為了無失真地表示信號s(t),抽樣速率fs

應(yīng)大于s(t)最高頻率分量的兩倍。若s(t)的載頻fc=100MHz,帶寬為20MHz,則抽樣速率fs應(yīng)大于220MHz。在式(9.68)中,兩路正交基帶信號X(n)和Y(n)的抽樣速率與已調(diào)信號s(t)的抽樣速率相同。然而,基帶信號X(t)和Y(t)的帶寬通常要比已調(diào)信號s(t)的載頻小很多。根據(jù)抽樣定理,只需要按基帶信號X(t)和Y(t)的帶寬兩倍的速率對X(t)和Y(t)進(jìn)行抽樣就可以了。該速率遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于對s(t)的抽樣速率fs,這樣有利于基帶信號的數(shù)字信號處理。為了使產(chǎn)生的已抽樣基帶信號與后面的抽樣速率相匹配,在進(jìn)行正交調(diào)制前必須通過內(nèi)插處理將基帶信號的抽樣速率提高到與抽樣速率fs相同。

采用數(shù)字方式實(shí)現(xiàn)調(diào)制的原理圖如圖9-37所示。圖中,基帶處理單元完成基帶數(shù)字信號處理,將串行基帶數(shù)據(jù)變換為兩路并行數(shù)據(jù);兩個(gè)內(nèi)插器完成抽樣速率匹配,將基帶信號抽樣速率提高到射頻抽樣速率;數(shù)字式正交調(diào)制器輸出數(shù)字化信號s(n);最后,信號s(n)經(jīng)過D/A轉(zhuǎn)換器和帶通濾波器,輸出已調(diào)信號s(t)圖9-37數(shù)字方式實(shí)現(xiàn)調(diào)制的原理圖

對信號s(t)采用正交方式進(jìn)行解調(diào)的一般模型如圖9-38所示。圖中包括正交解調(diào)、載波恢復(fù)和位定時(shí)恢復(fù)。圖9-38也可以采用數(shù)字的方式實(shí)現(xiàn),其原理圖如圖9-39-所示。輸入信號經(jīng)過A/D變換器轉(zhuǎn)換為數(shù)字化信號,分別與正交載波相乘、低通濾波后分解為同相和正交分量,最后經(jīng)過判決恢復(fù)出數(shù)據(jù)。載波恢復(fù)和位定時(shí)恢復(fù)電路由載波頻差估計(jì)和位定時(shí)偏差估計(jì)算法來實(shí)現(xiàn)。圖9-39-數(shù)字化檢測原理圖

采用眼圖最大準(zhǔn)則選擇最佳抽樣點(diǎn)。其原理是:在最佳抽樣點(diǎn)上噪聲和碼間干擾都最小,相對應(yīng)的N個(gè)矢量具有較好的一致性,相位旋轉(zhuǎn)一致,其和的模值最大。通過比較這K個(gè)矢量和Z(k),選擇最大模值對應(yīng)的抽樣點(diǎn)作為最佳抽樣點(diǎn)k*。在最佳抽樣點(diǎn),可以對由載波頻差引起的相位旋轉(zhuǎn)作出準(zhǔn)確的估計(jì)。設(shè)Δθ為載波頻偏在一個(gè)碼元期間內(nèi)引起的相位旋轉(zhuǎn),則

9.7.2數(shù)字檢測技術(shù)的應(yīng)用

STEL2105是一塊用于BPSK或QPSK相干解調(diào)器的專用集成電路,在BPSK模式下處理速度達(dá)4Mb/s以上,在QPSK模式下處理速度達(dá)8Mb/s以上。其內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖9-40所示。圖9-40STEL2105內(nèi)部原理圖

1.本振NCO模塊

STEL2105集成了一個(gè)數(shù)控振蕩器(NCO),它產(chǎn)生用于下變頻的本振信號,NCO的時(shí)鐘信號由主時(shí)鐘提供。NCO有32比特的頻率分辨率,并且能產(chǎn)生8比特的正交載波sinωct和cosωct輸出。輸出頻率由32比特的載波頻率控制字控制。預(yù)置載波頻率控制字加上或減去載波跟蹤環(huán)路濾波器的輸出就得到了實(shí)際頻率控制信息。

2.下變頻模塊

STEL2105集成了一個(gè)正交下變頻器,下變頻器將輸入中頻采樣信號直接轉(zhuǎn)化為基帶信號。下變頻器包含兩個(gè)乘法器,8比特的接收器輸入信號在乘法器中分別與來自NCO的sinωct和cosωct信號相乘。下變頻器中所有的操作都由主時(shí)鐘信號控制。兩個(gè)乘法器的輸出分別為

式中,ωc=2πfNCO。x(n)和y(n)分別被送入同相支路和正交支路的積分濾波器。

3.積分濾波器

兩個(gè)積分濾波器在由采樣速率決定的多個(gè)采樣周期內(nèi)累計(jì)樣值。積分區(qū)間由位定時(shí)NCO控制,以使在每個(gè)碼元周期內(nèi)有四或五個(gè)采樣。這些采樣值被送到碼元累加器模塊,對信號的樣值進(jìn)行積累。通過控制,可以選擇最佳輸出比特作為碼元累加器的8比特輸入。

4.碼元累加器模塊

同相支路和正交支路的碼元信息樣值在碼元累加器模塊中進(jìn)行累加,在一個(gè)碼元周期內(nèi)需要四或五個(gè)采樣值。一個(gè)碼元周期內(nèi)的采樣數(shù)可以通過寄存器設(shè)置。同相支路和正交支路的碼元累加器輸出即輸出碼元。為了選擇最佳8比特值輸入載波鑒相器和環(huán)路濾波器模塊,提供了兩個(gè)可選擇觀察點(diǎn)。輸出的符號就是IOUT和QOUT管腳得到的輸出數(shù)據(jù)比特。

5.載波鑒相器和環(huán)路濾波器模塊

載波鑒相器函數(shù)決定了從同相支路和正交支路信號中得到的樣值。這些樣值用來產(chǎn)生頻率捕獲和跟蹤環(huán)路濾波器的自動頻率跟蹤(AFC)和鎖相環(huán)(PLL)跟蹤信號。其所采用的算法由輸入信號的種類和AFC輸入的狀態(tài)所決定。在AFC方式下,若輸入信號為BPSK,則鑒相器電路即被設(shè)為BPSK/AFC模式,此時(shí)使用如下算法計(jì)算載波鑒相器函數(shù):

若輸入信號為QPSK,則鑒相器電路被設(shè)為QPSK/AFC模式,此時(shí)使用如下算法計(jì)算載波鑒相器函數(shù):

AFC鑒相器的運(yùn)算結(jié)果產(chǎn)生一個(gè)18比特的信號,經(jīng)符號擴(kuò)展,變?yōu)?9-比特。

當(dāng)器件工作在PLL方式時(shí),鑒相器電路被置為BPSK/PLL或QPSK/PLL模式。PLL鑒相器輸出8位樣值送入環(huán)路濾波器。環(huán)路濾波器的傳輸函數(shù)可以設(shè)置為一階或二階,其傳輸函數(shù)為

式中,k1和k2為環(huán)路濾波器系數(shù)。

6.位定時(shí)NCO模塊

STEL2105集成了一個(gè)數(shù)控振蕩器(NCO)用于合成采樣時(shí)鐘,這一采樣時(shí)鐘為下變頻模塊的積分濾波器提供積分期間。NCO的時(shí)鐘信號是主時(shí)鐘信號。NCO有32位的頻率分辨率而且累加器增加了一個(gè)7位擴(kuò)展器,將頻率分辨率擴(kuò)展到39位。這使得ST