第五章基本放大電路5.1基本放大器的組成原理及直流偏置電路5.2放大器圖解分析法5.3放大器的交流等效電路分析法5.4共集電極放大器和共基極放大器5.5場效應(yīng)管放大器5.6放大器的級聯(lián)5.1基本放大器的組成原理及直流偏置電路晶體管的一個(gè)基本應(yīng)用就是構(gòu)成放大器。所謂基本放大器，是指由一個(gè)晶體管組成的單級放大器。根據(jù)輸入、輸出回路公共端所接的電極不同，實(shí)際中只有共射極、共集電極和共基極這三種組態(tài)的放大器。下面以最常用的共射電路為例來說明放大器的一般組成原理。5.1.1基本放大器的組成原理共射極放大器的原理電路如圖5.1.1所示。圖中，UBB

和UCC為直流偏置電源，通過合理選擇基極偏置電阻RB和集電極負(fù)載電阻RC將晶體管偏置在放大區(qū)，并有一合適的工作點(diǎn)ICQ和UCEQ。輸入信號通過電容C1加到基極輸入端，放大后的信號經(jīng)電容C2由集電極輸出給負(fù)載RL。因?yàn)榉糯笃鞣治鲆话悴捎梅€(wěn)態(tài)分析法，所以通常用正弦波作為放大器的輸入信號。圖5.1.1共射極放大器的原理電路圖中用內(nèi)阻Rs的正弦電壓Us為放大器提供輸入電壓Ui。電容C1、C2為隔直電容或耦合電容，其作用是隔直流通交流，即保證信號正常流通的情況下，使放大器的直流偏置與信號源和負(fù)載相互隔離、互不影響。按這種方式連接的放大器，通常稱為阻容耦合放大器。通過上述原理電路的組成實(shí)例可以看出，用晶體管組成放大器時(shí)應(yīng)該遵循如下規(guī)則：

(1)必須將晶體管偏置在放大區(qū)，并且要設(shè)置一合適的靜態(tài)工作點(diǎn)。為減小直流功耗，在保證信號作用下管子不截止的前提下，工作點(diǎn)ICQ應(yīng)設(shè)在較小處。

(2)輸入信號必須加在基極—射極回路。由于正偏的發(fā)射結(jié)電壓uBE對iC有靈敏度的控制作用，因此，只有將輸入信號加在發(fā)射結(jié)，使其成為控制電壓uBE的一部分(如圖5.1.1中uBE=UC1+ui=UBEQ+ui)，才能得到有效的放大。具體連接時(shí)，若射極為公共端，則信號應(yīng)加到基極；反之，基極為公共端，則信號應(yīng)加到射極。因?yàn)榉雌募娊Y(jié)對iC幾乎沒有控制作用，所以輸入信號不能加到集電極。

(3)必須設(shè)置合理的直流和交流信號通路。當(dāng)信號源和負(fù)載與放大器相接時(shí)，一方面不能破壞已設(shè)定好的直流工作點(diǎn)，另一方面應(yīng)盡可能減小信號通路中的損耗。實(shí)際中，若輸入信號的頻率較高(幾百赫茲以上)，采用阻容耦合是一種最佳的連接方式。綜上所述，在構(gòu)成實(shí)用放大器時(shí)，必須同時(shí)滿足以上三條原則，否則電路將不能正常放大信號。5.1.2直流偏置電路對偏置電路的要求是：

(1)偏置下的晶體管要有一合適的直流工作點(diǎn)，并且該工作點(diǎn)在環(huán)境溫度變化或更換管子時(shí)應(yīng)力求保持穩(wěn)定。由于集電極總是位于放大器的輸出回路，因此，所謂工作點(diǎn)穩(wěn)定就是要求ICQ和UCEQ穩(wěn)定。

(2)對直流能量和信號傳輸?shù)膿p耗應(yīng)盡可能小。

(3)電路形式要簡單。如采用單路電源，盡可能少用電阻等。

1.固定偏流電路電路如圖5.1.2所示。由圖可知，UCC通過RB使e結(jié)正偏，則基極偏流為(5.1.1a)只要合理選擇RB、RC的阻值，晶體管就處于放大狀態(tài)。此時(shí)ICQ=βIBQ

(5.1.1b)UCEQ=UCC－ICQRC

(5.1.1c)圖5.1.2固定偏流電路這種偏置電路雖然簡單，但主要缺點(diǎn)是工作點(diǎn)的穩(wěn)定性差。由式(5.1.1)可知，當(dāng)溫度變化或更換管子引起β、ICBO改變時(shí)，由于外電路將IBQ固定，因此管子參數(shù)的改變都將集中反映到ICQ、UCEQ的變化上。結(jié)果會造成工作點(diǎn)較大的漂移，甚至?xí)构茏舆M(jìn)入飽和或截止?fàn)顟B(tài)。

2.電流負(fù)反饋型偏置電路

使工作點(diǎn)穩(wěn)定的基本原理，是在電路中引入自動(dòng)調(diào)節(jié)機(jī)制，用與IB相反的變化去自動(dòng)抑制IC的變化，從而使ICQ穩(wěn)定。這種機(jī)制通常稱為負(fù)反饋。實(shí)現(xiàn)方法是在管子的發(fā)射極串接電阻RE，見圖5.1.3。由圖可知，不管何種原因，如果使ICQ有增大趨向，則電路會產(chǎn)生如下自我調(diào)節(jié)過程：圖5.1.3電流負(fù)反饋型偏置電路ICQ↑→IEQ↑→UEQ(=IEQRE)↑↓ICQ↓←IBQ↓←UBEQ(=UBQ－UEQ)↓結(jié)果，因IBQ的減小而阻止了ICQ的增大；反之亦然?？梢?，通過RE對ICQ的取樣和調(diào)節(jié)，實(shí)現(xiàn)了工作點(diǎn)的穩(wěn)定。顯然，RE的阻值越大，調(diào)節(jié)作用越強(qiáng)，則工作點(diǎn)越穩(wěn)定。但RE過大時(shí)，因UCEQ過小會使工作點(diǎn)（Q點(diǎn)）靠近飽和區(qū)。因此，要二者兼顧，合理選擇RE的阻值。由圖5.1.3可知UCC=IBQRB+UBE(on)+IEQRE=IBQRB+UBE(on)+(β+1)IBQRE

因此，可得工作點(diǎn)的計(jì)算式為(5.1.2a)ICQ=βIBQ

(5.1.1b)UCEQ=UCC－ICQ(RC+RE)

(5.1.1c)

3.分壓式偏置電路

分壓式偏置電路如圖5.1.4(a)所示，它是電流負(fù)反饋型偏置電路的改進(jìn)電路。由圖可知，通過增加一個(gè)電阻RB2，可將基極電位UB固定。這樣由ICQ引起的UE變化就是UBE

的變化，因而增強(qiáng)了UBE對ICQ的調(diào)節(jié)作用，有利于Q點(diǎn)的近一步穩(wěn)定。圖5.1.4分壓式偏置電路(a)電路；(b)用戴維南定理等效后的電路為確保UB固定，應(yīng)滿足流過RB1、RB2的電流I1>>IBQ，這就要求RB1、RB2的取值越小越好。但是RB1、RB2過小，將增大電源UCC的無謂損耗，因此要二者兼顧。通常選取

(5~10)IBQ(硅管)(10~20)IBQ(鍺管)并兼顧RE和UCEQ而取I1=(5.1.3a)(5.1.3b)依據(jù)式(5.1.3)，可以確定RB1、RB2及RE的阻值。從分析的角度看，在該電路的基極端用戴維南定理等效，可得如圖5.1.4(b)的等效電路。圖中，RB=RB1‖RB2,UBＢ=UCCRB2/(RB1+RB2)。此時(shí)，工作點(diǎn)可按式(5.1.2)計(jì)算。如果RB1、RB2取值不大，在估算工作點(diǎn)時(shí)，則ICQ可按下式直接求出：(5.1.4a)式中:(5.1.4b)

【例5.1.1】電路如圖5.1.4(a)所示。已知β=100,UCC=12V,RB1=39kΩ,RB2=25kΩ,RC=RE=2kΩ，試計(jì)算工作點(diǎn)ICQ和UCEQ。解RB=RB1‖RB2=39‖25=15kΩICQ=βIBQ=100×0.019=1.9mAUCEQ=UCC－ICQ(RC+RE)=12－1.9×(2+2)=4.4V若按估算法直接求ICQ，由式(5.1.4a)可得UCEQ=UCC－ICQ(RC+RE)=12－2×(2+2)=4V顯然兩者誤差很小。因此，在今后分析中可按估算法來求工作點(diǎn)。與上述穩(wěn)定工作點(diǎn)的原理相類似，實(shí)際中還可采用電壓負(fù)反饋型偏置電路，其工作點(diǎn)穩(wěn)定原理請讀者自行分析。除此之外，在集成電路中，還廣泛采用電流源作偏置，即用電流源直接設(shè)定ICQ。有關(guān)電流源問題將在第六章詳細(xì)討論。采用固定偏流電路組成的共射極放大器如圖5.1.5所示。與圖5.1.1原理電路相比，只用了一路電源UCC，而且為了使電路圖清晰，將射極端設(shè)為電路的參考點(diǎn)(即公共地)，這樣電源可不必畫出，而用電位UCC表示。圖5.1.5共射極放大器電路5.1.3直流通路和交流通路直流通路和交流通路兩個(gè)方面：一是直流(靜態(tài))工作點(diǎn)分析，即在沒有輸入信號時(shí)，計(jì)算晶體管各極的直流電流和極間電壓；二是交流(動(dòng)態(tài))性能分析，即在輸入信號作用下，確定晶體管在工作點(diǎn)處各極電流和極間電壓的變化量，進(jìn)而計(jì)算放大器的各項(xiàng)交流指標(biāo)。因此，兩者分析的對象是不同的，前者是電路中的直流分量，而后者是交流分量。因?yàn)榉糯箅娐分锌赡艽嬖谟须娍乖?，所以其直流通路和交流通路是各不相同的。為了分別進(jìn)行直流和交流分析，必須首先確定出放大器的直流通路和交流通路。確定放大器的直流通路和交流通路的方法是：將原放大電路中的所有電容開路，電感短路，而直流電源保留，得直流通路；根據(jù)輸入信號的頻率，將電抗極小的大電容、小電感短路，電抗極大的小電容、大電感開路，而電抗不容忽略的電容、電感保留，且直流電源對地短路(因其內(nèi)阻極小)，便得交流通路。現(xiàn)以圖5.1.5所示的共射極放大器為例，按照上述方法，將電路中的耦合電容C1、C2開路，得直流通路，如圖5.1.6(a)所示；將C1、C2短路，直流電源UCC對地也短路，便得交流通路，如圖5.1.6(b)所示。圖5.1.6共射極放大器的交、直流通路(a)直流通路；(b)交流通路5.2放大器圖解分析法5.2.1直流圖解分析

直流圖解分析是在晶體管特性曲線上，用作圖的方法確定出直流工作點(diǎn)，求出IBQ、UBEQ和ICQ、UCEQ。從原則上說，IBQ和UBEQ可以在輸入特性曲線上作圖求出。但是輸入特性不易準(zhǔn)確測得，所以IBQ和UBEQ一般不用圖解法確定，而是利用估算法，取UBEQ≈0.7V(硅管)或0.3V(鍺管)，并按式(5.1.1a)算出IBQ。下面主要討論輸出回路的圖解過程。對于圖5.1.5所示的共射極放大器，其直流通路重畫于圖5.2.1(a)中。由圖可知，在集電極輸出回路，可列出如下一組方程：iC=f(uCE)|iB=IBQ——特性曲線方程(5.2.1a)uCE=UCC－iCRC——直流負(fù)載線方程(5.2.1b)其中，特性曲線方程是由晶體管內(nèi)部特性決定的iC與uCE之間的關(guān)系式，反映在輸出特性上，它是一條iB=IBQ

的輸出特性曲線，如圖5.2.2(a)所示。而直流負(fù)載線方程是iC與uCE受外部電路約束的關(guān)系式，由于負(fù)載電阻RC和直流電源UCC均為線性元件，因此在輸出特性上該方程是一條直線，稱為直流負(fù)載線。該負(fù)載線可以由兩個(gè)特殊點(diǎn)作出，即當(dāng)uCE=0時(shí)，iC=UCC/R為縱坐標(biāo)上的M點(diǎn)，當(dāng)iC=0時(shí)，uCE=UCC為橫坐標(biāo)上的N點(diǎn)。連接以上兩點(diǎn)，得直流負(fù)載線MN，其斜率為－1/RC，如圖5.2.2(a)所示。圖中，直流負(fù)載線MN與iB=IBQ的輸出特性曲線相交于Q點(diǎn)，則該點(diǎn)就是方程組(5.2.1)的解(即直流工作點(diǎn))。因而，量得Q點(diǎn)的縱坐標(biāo)為ICQ，橫坐標(biāo)則為UCEQ。圖5.2.1共射極放大器的直流、交流通路(a)直流通路；(b)交流通路圖5.2.2放大器的直流圖解分析(a)直流負(fù)載線與Q點(diǎn)；(b)Q點(diǎn)與RB、RC的關(guān)系

【例5.2.1】在圖5.2.1(a)電路中，若RB=560kΩ,RC=3kΩ,UCC=12V，晶體管的輸出特性曲線如圖5.2.2(b)所示，試用圖解法確定直流工作點(diǎn)。

解取UBEQ=0.7V，由估算法可得在輸出特性上找兩個(gè)特殊點(diǎn)：當(dāng)uCE=0時(shí)，iC=UCC/RC=12/3=4mA，得M點(diǎn)；當(dāng)iC=0時(shí)，uCE=UCC=12V，得N點(diǎn)。連接以上兩點(diǎn)便得到圖5.2.2(b)中的直流負(fù)載線MN，它與IB=20μA的一條特性曲線的交點(diǎn)Q，即為直流工作點(diǎn)。由圖中Q點(diǎn)的坐標(biāo)可得，ICQ=2mA,UCEQ=6V。圖5.2.2(b)還示出了RB和RC分別改變時(shí)Q點(diǎn)的變化規(guī)律。當(dāng)RB增大時(shí)，IBQ減小，Q點(diǎn)將沿著直流負(fù)載線下移，靠向截止區(qū)，見Q1點(diǎn)；反之，RB減小，則IBQ增大，Q點(diǎn)上移，當(dāng)IBQ大到某一值(圖中約為40μA)時(shí)，管子將進(jìn)入飽和，見Q2點(diǎn)。當(dāng)RC增大時(shí)，因斜率|－1/R|減小，負(fù)載線將圍繞N點(diǎn)向下轉(zhuǎn)動(dòng)，則Q點(diǎn)沿IB=IBQ的特性曲線左移，靠向飽和區(qū)，見圖中負(fù)載線①及Q3點(diǎn)；反之，RC減小，負(fù)載線向上轉(zhuǎn)動(dòng)，Q點(diǎn)則沿特性曲線左移，見負(fù)載線②及Q4點(diǎn)。5.2.2交流圖解分析交流圖解分析是在輸入信號作用下，通過作圖來確定放大管各級電流和極間電壓的變化量。此時(shí)，放大器的交流通路如圖5.2.1(b)所示。由圖可知，由于輸入電壓連同UBEQ一起直接加在發(fā)射結(jié)上，因此，瞬時(shí)工作點(diǎn)將圍繞Q點(diǎn)沿輸入特性曲線上下移動(dòng)，從而產(chǎn)生iB的變化，如圖5.2.3(a)所示。圖5.2.3放大器的交流圖解分析(a)輸入回路的工作波形；(b)輸出回路的工作波形為了確定因iB引起的iC和uCE的變化，必須先在輸出特性上畫出iB變化時(shí)瞬時(shí)工作點(diǎn)移動(dòng)的軌跡，即交流負(fù)載線。由于工作點(diǎn)移動(dòng)時(shí)，一方面，當(dāng)輸入電壓過零時(shí)必然通過直流工作點(diǎn)Q；另一方面，由圖5.2.1(b)可知，集電極輸出回路約束ΔiC和ΔuCE的關(guān)系為ΔuCE=－ΔiCR′L，其中R′L=RC‖RL。因而，瞬時(shí)工作點(diǎn)移動(dòng)的斜率為(5.2.2)由此可見，交流負(fù)載線是一條過Q點(diǎn)且斜率為-1/R′L的直線。具體作法為：令ΔiC=ICQ，在橫坐標(biāo)上從UCEQ點(diǎn)處向右量取一段數(shù)值為ICQRL′的電壓，得A點(diǎn)，則連接AQ的直線即為交流負(fù)載線，如圖5.2.3(b)所示。畫出交流負(fù)載線之后，根據(jù)電流iB的變化規(guī)律，可畫出對應(yīng)的iC和uCE的波形。在圖5.2.3(b)中，當(dāng)輸入正弦電壓使iB按圖示的正弦規(guī)律變化時(shí)，在一個(gè)周期內(nèi)Q點(diǎn)沿交流負(fù)載線在Q1到Q2之間上下移動(dòng)，從而引起iC和uCE分別圍繞ICQ和UCEQ作相應(yīng)的正弦變化。由圖可以看出，兩者的變化正好相反，即iC增大，uCE減?。环粗?，iC減小，則uCE增大。根據(jù)上述交流圖解分析，可以畫出在輸入正弦電壓下，放大管各極電流和極間電壓的波形，如圖5.2.4所示。觀察這些波形，可以得出以下幾點(diǎn)結(jié)論：

(1)放大器輸入交變電壓時(shí)，晶體管各極電流和極間電壓的方向始終不變，只是圍繞各自的靜態(tài)值，按輸入信號規(guī)律近似呈線性變化。換句話說，就是在工作點(diǎn)處的直流量上疊加一個(gè)交流量。因此，在分析放大器時(shí)，可以將Q點(diǎn)的直流計(jì)算和Q點(diǎn)處的交流計(jì)算分開進(jìn)行，從而使分析簡化。

(2)在晶體管各極電流、電壓的瞬時(shí)波形中，只有交流分量才能反映輸入信號的變化，因此，需要放大器輸出的是交流量。但是，為了確保交流分量不失真，直流量又是必不可少的。

(3)將輸出與輸入的波形對照，可知兩者的變化規(guī)律正好相反，通常稱這種波形關(guān)系為反相或倒相。因此，共射極放大器是反相放大器，其輸出電壓的相位與輸入電壓相反。圖5.2.4共射極放大器的電壓、電流波形5.2.3直流工作點(diǎn)與放大器非線性失真的關(guān)系直流工作點(diǎn)的位置如果設(shè)置不當(dāng)，會使放大器輸出波形產(chǎn)生明顯的非線性失真。在圖5.2.5(a)中，Q點(diǎn)設(shè)置過低，在輸入電壓負(fù)半周的部分時(shí)間內(nèi)，動(dòng)態(tài)工作點(diǎn)進(jìn)入截止區(qū)，使iB、iC不能跟隨輸入變化而恒為零，從而引起iB、iC和uCE的波形發(fā)生失真，這種失真稱為截止失真。由圖可知，對于NPN管的共射極放大器，當(dāng)發(fā)生截止失真時(shí)，其輸出電壓波形的頂部被限幅在某一數(shù)值上。若Q點(diǎn)設(shè)置過高，如圖5.2.5(b)所示，則在輸入電壓正半周的部分時(shí)間內(nèi)，動(dòng)態(tài)工作點(diǎn)進(jìn)入飽和區(qū)。此時(shí)，當(dāng)iB增大時(shí)，iC則不能隨之增大，因而也將引起iC和uCE波形的失真，這種失真稱為飽和失真。由圖可見，當(dāng)發(fā)生飽和失真時(shí)，其輸出電壓波形的底部將被限幅在某一數(shù)值上圖5.2.5

Q點(diǎn)不合適產(chǎn)生的非線性失真(a)截止失真；(b)飽和失真通過以上分析可知，由于受晶體管截止和飽和的限制，放大器的不失真輸出電壓有一個(gè)范圍，其最大值稱為放大器輸出動(dòng)態(tài)范圍。由圖5.2.5可知，因受截止失真限制，其最大不失真輸出電壓的幅度為

Uom=ICQR′L

(5.2.3a)而因飽和失真的限制，最大不失真輸出電壓的幅度則為

Uom=UCEQ－UCES

(5.2.3b)式中，UCES表示晶體管的臨界飽和壓降，一般取為1V。比較以上兩式所確定的數(shù)值，其中較小的即為放大器最大不失真輸出電壓的幅度，而輸出動(dòng)態(tài)范圍Uopp則為該幅度的兩倍，即Uopp=2Uom

(5.2.4)顯然，為了充分利用晶體管的放大區(qū)，使輸出動(dòng)態(tài)范圍最大，直流工作點(diǎn)應(yīng)選在交流負(fù)載線的中點(diǎn)處。5.3放大器的交流等效電路分析法在放大電路中，偏置電路將晶體管偏置在放大區(qū)某一合適的工作點(diǎn)處，如圖5.3.1所示。在此前提下，如果輸入交流信號，就會引起晶體管各極電流和極間電壓的變化。分析計(jì)算這些變化量的大小及其相互關(guān)系，即為交流或動(dòng)態(tài)分析，其實(shí)質(zhì)就是確定在Q點(diǎn)處因輸入引起的電流和電壓的偏移量。如果輸入限制為小信號，即在圖5.3.1中圍繞Q點(diǎn)在一個(gè)不大的范圍內(nèi)變化，此時(shí)在Q點(diǎn)處可用直流關(guān)系來近似伏安特性。圖5.3.1晶體管交流等效的條件因此對信號而言，可以把晶體管看作線性有源器件，并用相應(yīng)的線性元件來等效，便可得到Q點(diǎn)處的交流小信號模型。這樣對放大器的交流分析就轉(zhuǎn)化為對其等效電路的分析。本節(jié)首先推導(dǎo)晶體管小信號電路模型，然后以共射極電路為例，討論放大器性能指標(biāo)的等效電路分析法。5.3.1晶體管交流小信號電路模型工作在放大狀態(tài)下的共射極晶體管如圖5.3.2(a)所示。為了方便，在模擬晶體管放大過程時(shí)，先忽略管內(nèi)寄生效應(yīng)的影響。在輸入信號作用下，圖示晶體管的發(fā)射結(jié)加有交流電壓ube，由于基極電流受e結(jié)電壓的控制，這時(shí)將產(chǎn)生基極交流電流ib，根據(jù)管內(nèi)電流分配關(guān)系，集電極便輸出交流電流ic。圖5.3.2晶體管放大過程分析及電路模型(a)共射極晶體管；(b)電路模型因?yàn)榫w管輸出端一般接有負(fù)載，所以ic的變化將在c、e極間產(chǎn)生交流電壓uce。因此，晶體管各極端電壓和端電流在信號作用下變?yōu)閡BE=UBEQ+ube,iB=IBQ+ibiC=ICQ+ic,uCE=UCEQ+uce由此推理，晶體管輸入端ube控制iB的作用，可以用b、e極間相應(yīng)的交流結(jié)電阻rbe來等效，其大小為靜態(tài)工作點(diǎn)處uBE對iB的偏導(dǎo)值，即(5.3.1)式中：分別為發(fā)射結(jié)交流電阻和re等效到基極支路的折合系數(shù)。根據(jù)正向PN結(jié)電流與電壓間的近似關(guān)系式可求得re，其值為(5.3.2)可見，re與溫度有關(guān)，并與晶體管直流工作電流IEQ成反比。室溫下，UT=26mV，所以re=26mV/IEQ。

ube通過ib對ic的控制作用，可以用接在c、e極間的一個(gè)電壓控制電流源來等效，即ic=gmube

(5.3.3)式中控制參量gm反映ube對ic的控制能力，稱為正向傳輸電導(dǎo)，簡稱跨導(dǎo)。其大小為靜態(tài)工作點(diǎn)處iC對uBE的偏導(dǎo)值，即(5.3.４)式中:為共射極交流電流放大系數(shù)。利用式(5.3.1)和,gm可表示為(5.3.5)根據(jù)上述晶體管放大過程所模擬出的共射極交流等效電路模型如圖5.3.2(b)所示。圖中，rce和rbc分別為集電極輸出電阻和反向傳輸電阻，它們都是模擬基區(qū)調(diào)寬效應(yīng)的等效參量。由晶體管特性曲線可知，當(dāng)uCE變化時(shí)，iC和iB都將發(fā)生相應(yīng)變化，即輸出特性略有上翹而輸入特性有細(xì)微分離。其中，uce引起的ic變化用交流電阻rce等效，其值為(5.3.6)反映在輸出特性上，即為曲線在工作點(diǎn)處切線斜率的倒數(shù)。rce的大小可用圖5.3.3所示的厄爾利電壓來估算。由于基區(qū)調(diào)寬效應(yīng)，將每條輸出特性曲線向左方延長，都會與uCE的負(fù)軸相交于一點(diǎn)，其交點(diǎn)相對原點(diǎn)的折合電壓稱為厄爾利電壓，用UA表示。圖5.3.3利用厄爾利電壓求rce

顯然，UA越大，表示基區(qū)調(diào)寬效應(yīng)越弱。對于小功率晶體管，UA一般大于100V。由圖5.3.3不難求出在Q點(diǎn)處的rce,即(5.3.7)例如，取UA=100V，當(dāng)ICQ=2mA時(shí)，rce≈50kΩ。

uce引起的ib變化用交流電阻rbc等效，其值為(5.3.8)反映在輸入特性上，即是工作點(diǎn)處對不同uCE曲線的分離程度。由于rbc的數(shù)值非常大，因此工程分析時(shí)可忽略它的影響。圖5.3.4為平面管的結(jié)構(gòu)示意圖，圖中rbb′、ree′和rcc′分別表示基區(qū)、發(fā)射區(qū)和集電區(qū)沿電流方向的體電阻。由于基區(qū)寬度極窄，因此rbb′的阻值較大，對低頻管約為幾百歐姆，而高頻管約為幾十歐姆。相比之下，ree′和rcc′的數(shù)值很小，可以忽略不計(jì)。Cb′e和Cb′c分別為發(fā)射結(jié)電容和集電結(jié)電容。因?yàn)閑結(jié)正偏，所以Cb′e主要是e結(jié)的擴(kuò)散電容，而c結(jié)反偏，Cb′c主要是c結(jié)的勢壘電容。圖5.3.4平面管結(jié)構(gòu)示意圖在圖5.3.2(b)的電路模型中，當(dāng)考慮了寄生參量rbb′、Cb′e和Cb′c的影響后，便得到圖5.3.5(a)所示的完整電路模型。注意，圖5.3.2(b)中的b端現(xiàn)在變成了b′端，因而相應(yīng)參數(shù)下標(biāo)中的b也應(yīng)變?yōu)閎′。該模型通常稱為晶體管混合π型電路模型。在混合π型電路中，每個(gè)參數(shù)都有明確的物理意義，它們的數(shù)值均與頻率無關(guān)，其中主要參數(shù)rb′e

和gm可以通過計(jì)算確定。這些都為晶體管電路的分析帶來了方便。放大器在低頻交流條件下工作時(shí)，晶體管的電容效應(yīng)及反向傳輸電阻rb′c可忽略，則混合π型電路模型便簡化為圖5.3.5(b)所示的低頻模型。其中電量均改為正弦有效值。當(dāng)晶體管在小電流條件下工作時(shí)(ICQ=0.5mA)，如在模擬集成電路中，因?yàn)闈M足rb′e>>rbb′，所以可進(jìn)一步將rbb′忽略。這樣圖5.3.5(b)電路簡化為壓控型電路模型，如圖5.3.6(a)所示。圖5.3.5完整的混合π型電路模型(a)高頻時(shí)的電路模型；(b)低頻時(shí)的電路模型圖5.3.6晶體管低頻電路模型(a)壓控型電路模型；(b)流控型電路模型將圖5.3.5(b)電路中的rbb′和rb′e串聯(lián)合并，并根據(jù)式(5.3.4)將壓控電流源gmUb′e變?yōu)榱骺仉娏髟矗催@樣便得到如圖5.3.6(b)所示的流控型電路模型。其中(5.3.9)在分立元件的放大電路分析中，該模型是應(yīng)用最為廣泛的電路模型。5.3.2共射極放大器的交流等效電路分析法利用晶體管交流模型分析放大器，可按以下步驟進(jìn)行。第一步，根據(jù)直流通路估算直流工作點(diǎn)；第二步，確定放大器交流通路，用晶體管交流模型替換晶體管得出放大器的交流等效電路；第三步，根據(jù)交流等效電路計(jì)算放大器的各項(xiàng)交流指標(biāo)。其中，關(guān)于工作點(diǎn)分析已在5.1.2節(jié)中作過詳細(xì)介紹，這里不再討論。下面將以共射極放大器為例，著重討論放大電路交流性能的分析方法。共射極放大器如圖5.3.7(a)所示。圖中，采用分壓式穩(wěn)定偏置電路，使晶體管有一合適工作點(diǎn)(ICQ，UCEQ)。由于旁通電容CE將RE交流短路，因而射極交流接地。由放大器交流通路可以畫出圖5.3.7(b)所示交流等效電路。圖中虛線方框部分就是被替換的晶體管交流模型。根據(jù)該等效電路，共射極放大器的交流指標(biāo)分析如下。圖5.3.7共射極放大器及其交流等效電路(a)電路；(b)交流等效電路

1.電壓放大倍數(shù)Au

由圖可知，輸入交流電壓可表示為Ui=Ibrbe

輸出交流電壓為Uo=－Ic(RC‖RL)=－βIb(RC‖RL)故得電壓放大倍數(shù)(5.3.10)討論：

(1)Au表達(dá)式中的負(fù)號，表明共射極放大器的輸出電壓與輸入電壓反相，這與圖解分析的結(jié)果相一致。

(2)由于rbb′很小，當(dāng)忽略其影響時(shí)，Au可近似為(5.3.11)可見，Au幾乎與β無關(guān)，而與ICQ近似成正比。因此，適當(dāng)增大ICQ，可以有效提高Au。

(3)RL′

(=RC‖RL)越大，Au越大。因而要求RC、RL盡可能大，但是增大RC將受到Q點(diǎn)的制約?？梢栽O(shè)想，在RL足夠大的前提下，如果用電流源代替RC，則共射極放大器將具有很高的電壓增益。

2.電流放大倍數(shù)Ai

由圖5.3.7(b)可以看出，流過RL的電流Io為而式中，RB=RB1‖RB2。由此可得(5.3.12)若滿足RB>>rbe、RL<<RC，則Ai≈β(5.3.13)可見，共射極放大器既有電壓放大，又有電流放大，因而具有極大的功率增益。

3.輸入電阻Ri

由圖5.3.7(b)，顯而易見(5.3.14)若(RB1‖RB2)rbe，則Ri≈rbe(5.3.15)

4.輸出電阻

按照Ro的定義，在圖5.3.7(b)電路的輸出端加一電壓Uo，并將Us短路時(shí)，因Ib=0，則受控源βIb=0。這時(shí)，從輸出端看進(jìn)去的電阻為RC，因此(5.3.16)

5.源電壓放大倍數(shù)Aus

Aus定義為輸出電壓Uo與信號源電壓Us的比值，即(5.3.17)可見，|Aus|<|Au|。若滿足RiRs，則Aus≈Au。

6.將旁通電容CE開路即發(fā)射極接有電阻RE時(shí)的情況此時(shí)，對交流信號而言，發(fā)射極將通過電阻RE接地，其交流等效電路如圖5.3.8所示。由圖可知Ui=Ibrbe+IeRE=Ibrbe+(1+β)IbRE

而Uo仍為－βIbR′L，則電壓放大倍數(shù)變?yōu)?5.3.18)圖5.3.8發(fā)射極接電阻時(shí)的交流等效電路可見放大倍數(shù)減小了。這是因?yàn)镽E的自動(dòng)調(diào)節(jié)(負(fù)反饋)作用，使得輸出隨輸入的變化受到抑制，從而導(dǎo)致Au減小。當(dāng)(1+β)RErbe時(shí)，則有(5.3.19)與此同時(shí)，從b極看進(jìn)去的輸入電阻R′i變?yōu)榧瓷錁O電阻RE折合到基極支路應(yīng)擴(kuò)大(1+β)倍。因此，放大器的輸入電阻為Ri=RB1‖RB2‖R′I

(5.3.20)顯然，與式(5.3.14)相比，輸入電阻明顯增大了。對于輸出電阻，盡管Ic更加穩(wěn)定，但從輸出端看進(jìn)去的電阻仍為RC，即Ro=RC。

【例5.3.1】在圖5.3.7(a)電路中，若RB1=75kΩ，RB2=25kΩ,RC=RL=2kΩ,

RE=1kΩ,UCC=12V，晶體管采用3DG6管，β=80,rbb′=100Ω,Rs=0.6kΩ,試求該放大器的直流工作點(diǎn)ICQ、UCEQ及Au、Ri、Ro和Aus等項(xiàng)指標(biāo)。解按估算法計(jì)算Q點(diǎn)：下面計(jì)算交流指標(biāo)：式中：將rbe、R′L的阻值代入上式，得

【例5.3.2】在上例中，將RE變?yōu)閮蓚€(gè)電阻RE1和RE2

串聯(lián)，且RE1=100Ω,RE2=900Ω，而旁通電容CE接在RE2兩端，其他條件不變，試求此時(shí)的交流指標(biāo)。

解由于RE=RE1+RE2=1kΩ，因此Q點(diǎn)不變。對于交流通路，現(xiàn)在射極通過RE1接地。因而，交流等效電路變?yōu)閳D5.3.8所示電路，只是圖中RE=RE1=100Ω。此時(shí)，各項(xiàng)指標(biāo)分別為可見，RE1的接入，使得Au減小了約10倍。但是，由于輸入電阻增大，因而Aus與Au的差異明顯減小了。5.4共集電極放大器和共基極放大器5.4.1共集電極放大器共集電極放大電路如圖5.4.1(a)所示。圖中采用分壓式穩(wěn)定偏置電路使晶體管工作在放大狀態(tài)。具有內(nèi)阻Rs的信號源Us從基極輸入，信號從發(fā)射極輸出，而集電極交流接地，作為輸入、輸出的公共端。由于信號從射極輸出，因此該電路又稱為射極輸出器。圖5.4.1共集電極放大器及交流等效電路(a)電路；(b)交流等效電路

1.電壓放大倍數(shù)Au

由圖5.4.1(b)，可得如下關(guān)系式

Uo=Ie(RE‖RL)=(1+β)IbR′L

Ui=Ibrbe+Uo=Ibrbe+(1+β)IbR′L

因而(5.4.1)式中：

R′L=RE‖RL式(5.4.1)表明，Au恒小于1，一般情況下，滿足(1+β)R′Lrbe，因而又接近于1，且輸出電壓與輸入電壓同相。換句話說，輸出電壓幾乎跟隨輸入電壓變化。因此，共集電極放大器又稱為射極跟隨器。

2.電流放大倍數(shù)Ai

在圖5.4.1(b)中，當(dāng)忽略RB1、RB2的分流作用時(shí)，則Ib=Ii，而流過RL的輸出電流Io為由此可得可見，共集電極放大器雖然沒有電壓放大能力，但Ai>>1,所以仍有較大的功率增益。

3.輸入電阻Ri

由圖5.4.1(b)可知，從基極看進(jìn)去的電阻R′i為R′I=rbe+(1+β)R′L

所以Ri=RB1‖RB2‖R′i(5.4.3)與共射極放大電路相比，由于R′i顯著增大，因而共集電極放大電路的輸入電阻大大提高了。

4.輸出電阻Ro

在圖5.4.1(b)中，當(dāng)輸出端外加電壓Uo，而將Us短路并保留內(nèi)阻Rs時(shí)，可得圖5.4.2所示電路。由圖可得Uo=－Ib(rbe+R′s)式中：R′s=Rs‖RB1‖RB2

而I′o=－Ie=－(1+β)Ib則由e極看進(jìn)去的電阻R′o為所以，輸出電阻可見，由于基極支路總電阻(rbe+R′s)除以(1+β)后再與RE相并，因而共集電極放大器的輸出電阻很小。圖5.4.2求共集電極放大器Ro的等效電路對照R′i和R′o的表達(dá)式，不難理解其電路意義：因?yàn)樯錁O電流比基極電流大(1+β)倍，在計(jì)算R′i時(shí)，是把射極支路電阻折合到基極去，所以要乘以(1+β)；反之，在計(jì)算R′o時(shí)，是把基極支路電阻折合到射極去，當(dāng)然要除以(1+β)。正是由于這種折合關(guān)系，共集電極放大器才具有輸入電阻大而輸出電阻小的特點(diǎn)。5.4.2共基極放大器圖5.4.3(a)給出了共基極放大電路。圖中RB1、RB2、RE和RC

構(gòu)成分壓式穩(wěn)定偏置電路，為晶體管設(shè)置合適而穩(wěn)定的工作點(diǎn)。信號從射極輸入，由集電極輸出，而基極通過旁通電容CB交流接地，作為輸入、輸出的公共端。按交流通路畫出該放大器的交流等效電路，如圖5.4.3(b)所示。圖5.4.3共基極放大器及其交流等效電路(a)共基極放大電路；(b)交流等效電路

1.電壓放大倍數(shù)Au

由圖5.4.3(b)可知Ui=Ibrbe,Uo=βIb(RC‖RL)所以(5.4.5)式中：R′L=RC‖RL

可見，共基極放大器的電壓放大倍數(shù)與共射極放大電路相同，但為正值，即輸出電壓與輸入電壓同相。

2.電流放大倍數(shù)Ai

在圖5.4.3(b)中，由于輸入電流Ii≈Ie，而輸出電流，故有顯然，Ai<1。若RCRL，則Ai≈α，即共基極放大器沒有電流放大能力。但因Au1，所以仍有功率增益。(5.4.6)

3.輸入電阻Ri

按上述基極支路和射極支路的折合關(guān)系，由射極看進(jìn)去的電阻R′i為所以(5.4.7)可見，該式與共集電極放大器的輸出電阻一致，表明共基極放大器的輸入電阻很小。

4.輸出電阻Ro

由圖5.4.3(b)可知，若Ui=0，則Ib=0,βIb=0，顯然有Ro=RC

(5.4.8)5.4.3三種基本放大器性能比較以上我們分析了共射、共基和共集電極三種基本放大器的性能，為了便于比較，現(xiàn)將它們的性能特點(diǎn)列于表5.4.1中。其中，共射極電路既有電壓增益，又有電流增益，所以應(yīng)用最廣，常用作各種放大器的主放大級。但作為電壓或電流放大器，它的輸入和輸出電阻并不理想——即在電壓放大時(shí)，輸入電阻不夠大且輸出電阻又不夠小；而在電流放大時(shí)，輸入電阻又不夠小且輸出電阻也不夠大。對于共集電極放大電路，其輸入電阻大而輸出電阻小，故接近理想電壓放大器，但電壓增益卻小于(接近于)1。因此，共集電極放大電路常用作多級電壓放大器的輸入或輸出級，實(shí)現(xiàn)阻抗變換，即將高阻的輸入電壓幾乎不衰減地變換為低阻電壓源，或?qū)⒌妥柝?fù)載變換為高阻負(fù)載，從而有利于電壓的放大和傳輸。而共基極放大電路正相反，其輸入電阻小而輸出電阻大，接近理想的電流放大器，但電流增益卻小于(接近于)1。因此，共基極放大電路可將低阻的輸入電流幾乎無衰減地變換為高阻電流源，或?qū)⒏咦柝?fù)載變換為低阻負(fù)載，從而有利于電流放大和傳輸。由此可見，三種基本放大器的性能各有特點(diǎn)，因而決定了它們在電路中的不同應(yīng)用。因此，在構(gòu)成實(shí)際放大器時(shí)，應(yīng)根據(jù)要求，合理選擇電路并適當(dāng)進(jìn)行組合，取長補(bǔ)短，以使放大器的綜合性能達(dá)到最佳。

【例5.4.1】晶體管放大電路如圖5.4.4所示。已知晶體管的β=100,rbe=2kΩ。為了分別滿足以下要求，電路應(yīng)接成什么組態(tài)?三個(gè)端點(diǎn)①、②、③分別該如何連接。

(1)要求源電壓放大倍數(shù)最大，此時(shí)

(2)要求輸出Uo≈－Us;

(3)要求輸出Uo≈Us；

(4)要求接上RL=1kΩ的負(fù)載時(shí)，Uo≈|Us|，并求輸出電阻Ro；

(5)要求同時(shí)獲得一對大小相同極性相反的輸出信號。圖5.4.4例5.4.1電路

解

(1)應(yīng)接成射極接地的共發(fā)射極組態(tài)，即①端接信號源，②為輸出端，③端接地。Ri=RB‖rbe=500‖2=2kΩ盡管共基極組態(tài)的電壓放大倍數(shù)與共射相同，但其輸入電阻遠(yuǎn)小于共射，所以源電壓放大倍數(shù)必定小于共射極放大電路。

(2)應(yīng)接成射極接電阻的共發(fā)射極組態(tài)，即①接信號源，②為輸出端，③端開路?？梢?，射極接有負(fù)反饋電阻后，使共射極放大器的電壓增益明顯減小，但與此同時(shí)輸入電阻增大，所以源增益與電壓增益接近相等。

(3)應(yīng)接成共集電極組態(tài)，即①端接信號源，②端接地或開路，③為輸出端。若接成共基極組態(tài)，即①端接地，②為輸出端，③端接信號源，結(jié)果則為可見，從原理上講，共基極組態(tài)也能滿足要求。但由于輸入電阻太小(僅為20Ω)，因此在實(shí)際中必須考慮信號源能否承受如此小的負(fù)載。

(4)應(yīng)接成共集電極組態(tài)，即①端接信號源，②端接地或開路，③接負(fù)載RL為輸出端。對③端開路的共射極組態(tài)，盡管開路增益為1，但輸出電阻大，為RC=2kΩ，因此接上1kΩ負(fù)載后其增益僅為(2‖1)/2≈0.33。

(5)應(yīng)分別接成共集電極和共射極組態(tài)，并同時(shí)輸出，即①端接信號源，②為反相輸出端，③為同相輸出端。該電路通常稱為分離倒相器。5.5場效應(yīng)管放大器

5.5.1場效應(yīng)管偏置電路場效應(yīng)管構(gòu)成放大器時(shí)，首要問題仍然是直流偏置問題，即場效應(yīng)管應(yīng)工作在恒流區(qū)某一合適的工作點(diǎn)處。對場效應(yīng)管偏置電路的要求與晶體管相同。由于結(jié)型場效應(yīng)管的柵、源電壓和漏、源電壓的極性必須相反，而耗盡型MOS管也可如此，因此可以采用圖5.5.1(a)所示的自偏壓電路(對P溝管，UDD取負(fù)值)。因?yàn)闁艠O電流為零，所以柵、源電壓為

UGSQ=UGQ－USQ=－IDQRD

(5.5.1)對于增強(qiáng)型MOS管，其柵、源電壓和漏、源電壓的極性相同且在數(shù)值上要大于開啟電壓，這時(shí)應(yīng)提高柵極電位而采用分壓式偏置電路，如圖5.5.1(b)所示。此時(shí)(5.5.2)可見，只要合理選擇RG1、RG2和RS的阻值，就可以使UGSQ為正壓、零或負(fù)壓。因此該偏置電路適用于所有的場效應(yīng)管。圖5.5.1場效應(yīng)管偏置電路(a)自偏壓電路；(b)分壓式偏置電路

將恒流區(qū)的轉(zhuǎn)移特性與式(5.5.1)或式(5.5.2)聯(lián)立求解，即

IDQ=f(UGS)|UDS>UGS－Uth

UGSQ=－IDQRS

或UGSQ=UGQ－IDQRS(5.5.3a)(5.5.3b)可確定場效應(yīng)管的靜態(tài)工作點(diǎn)Q(UGSQ，IDQ)。求解該方程組有兩種方法：圖解法和解析法。下面分別作一簡要介紹。

1.圖解法首先畫出式(5.5.3a)的轉(zhuǎn)移特性曲線，然后作式(5.5.3b)的直流負(fù)載線。對自偏壓電路，它是一條過原點(diǎn)且斜率為－1/RS的直線，如圖5.5.2(a)所示。對于分壓式偏置電路，它是一條截距為UGQ而斜率為－1/RS的直線，如圖5.5.2(b)所示。兩條曲線的交點(diǎn)即為靜態(tài)工作點(diǎn)Q。分別量出Q點(diǎn)的坐標(biāo)，便得到UGSQ和IDQ，如圖5.5.2所示。圖5.5.2圖解法求解靜態(tài)工作點(diǎn)(a)自偏壓電路；(b)分壓式偏置電路

2.解析法

如果能寫出轉(zhuǎn)移特性的數(shù)學(xué)表示式，例如結(jié)型場效應(yīng)管有將式(5.5.3b)代入上式，可得可見，這是一個(gè)關(guān)于IDQ的二次方程。求解該方程，并舍去一個(gè)不合理的根，便求得IDQ。然后將其代入式(5.5.3b)，可得UGSQ。顯然，解析求解的過程并不輕松。利用上述兩種方法求得工作點(diǎn)IDQ和UGSQ后，由圖5.5.1可知場效應(yīng)管的UDSQ為UDSQ=UDD－IDQ(RD+RS)

(5.5.5)5.5.2場效應(yīng)管的低頻小信號電路模型偏置在恒流狀態(tài)下的共源極場效應(yīng)管如圖5.5.3(a)所示。當(dāng)G、S端輸入交變電壓Ugs時(shí)，根據(jù)場效應(yīng)管的放大原理，其柵極電流為零，而漏極端產(chǎn)生受控電流gmUgs。為此等效電路如圖5.5.3(b)所示。圖5.5.3場效應(yīng)管低頻小信號電路模型(a)恒流狀態(tài)下的場效應(yīng)管；(b)低頻小信號電路模型即柵、源之間開路，而漏、源之間有一壓控電流源gmUgs，其中g(shù)m為場效應(yīng)管在工作點(diǎn)處的跨導(dǎo)。圖中，rds是模擬溝道長度調(diào)制效應(yīng)而等效的輸出電阻，其值為工作點(diǎn)處輸出特性曲線斜率的倒數(shù)，即

通常，rds的數(shù)值在幾十kΩ以上，所以在放大器分析中可以忽略其影響。(5.5.6)5.5.3場效應(yīng)管放大器

1.共源放大器共源放大器及其交流等效電路分別如圖5.5.4(a)、(b)所示。由圖5.5.4(b)可知Ugs=Ui，當(dāng)忽略rds的影響時(shí)，則輸出電壓Uo為Uo=－gmUgs(RD‖RL)=－gmUi(RD‖RL）因而，電壓放大倍數(shù)Au為(5.5.7)負(fù)號表明輸出電壓與輸入反相，即共源放大器為反相放大器。顯然，輸入電阻為Ri=RG

(5.5.8)而輸出電阻為Ro=RD

(5.5.9)圖5.5.4共源放大器及其等效電路(a)共源放大器電路；(b)低頻等效電路

【例5.5.1】場效應(yīng)管放大電路如圖5.5.5(a)所示，已知工作點(diǎn)處的gm=5mA/V。試畫出放大器的交流等效電路；若RS=1kΩ，計(jì)算Au、Ri和Ro，并說明電阻RG3的作用。

解由于源極接有電阻RS，此時(shí)的交流等效電路如圖5.5.5(b)所示。若忽略rds的影響，由圖可知輸入電壓為Ui=Ugs+UGS=Ugs+gmUgsRS=Ugs(1+gmRS)而輸出電壓為Uo=－gmUgs(RD‖RL)故(5.5.10)可見，與式(5.5.7)相比，電壓放大倍數(shù)減小了1/(1+gmRS)?，F(xiàn)取RS=1kΩ，則圖5.5.5例5.5.1電路(a)源極接電阻的共源放大器；(b)交流等效電路RS的引入，對放大器輸入、輸出電阻的影響不大，即Ri=RG3+(RG1‖RG2)=103+(150‖50)

=103+37.5≈103kΩ(5.5.11)Ro=RD=10kΩ由于柵極電流為零，因此隔離電阻RG3的接入不會影響分壓式偏置電路所設(shè)定的直流工作點(diǎn)。但從式(5.5.11)可以看出，RG3的作用是使分壓式偏置放大器的輸入電阻大為提高。作為電壓放大器，這是我們所希望的。

2.共漏放大器共漏放大器及其交流等效電路分別如圖5.5.6(a)、(b)所示。由圖5.5.6(b)可知Ui=Ugs+Uo

而Uo=gmUgs(RS‖RL)所以(5.5.12)可見，共漏放大器的電壓放大倍數(shù)小于1。圖5.5.6共漏放大器及其交流等效電路(a)共漏放大器電路；(b)低頻等效電路輸入電阻Ri為Ri=RG(5.5.13)根據(jù)戴維南定理，可得輸出電阻的等效電路，如圖5.5.7所示。當(dāng)Ui=0而輸出端加電壓Uo時(shí)，Ugs=－Uo，則(5.5.14)(5.5.14)因而輸出電阻Ro為可見，共漏放大器具有輸出電阻小的特點(diǎn)。圖5.5.7計(jì)算Ro的等效電路

3.共柵放大器共柵放大器及其交流等效電路分別如圖5.5.8(a)、(b)所示。根據(jù)圖5.5.8(b)不難求得電壓放大倍數(shù)為(5.5.15)對于輸入電阻，因?yàn)樗?5.5.16)而輸出電阻為Ro=RD(5.5.17)圖5.5.8共柵放大器及其交流等效電路(a)共柵放大器電路；(b)低頻等效電路通過以上分析可以看出，共源、共漏和共柵三種基本放大器的性能特點(diǎn)分別與晶體管的共射、共集電和共基極相對應(yīng)。為了便于比較，現(xiàn)將場效應(yīng)管三種基本放大器的電路和性能指標(biāo)分別列于表5.5.1中。5.6放大器的級聯(lián)在許多應(yīng)用場合，要求放大器有較高的放大倍數(shù)及合適的輸入、輸出電阻，而單級放大器的放大倍數(shù)不可能做得很大。因此，需要將多個(gè)基本放大器級聯(lián)起來，構(gòu)成多級放大器。由于三種基本放大器的性能不同，故在構(gòu)成多級放大電路時(shí)，應(yīng)充分利用它們的特點(diǎn)，合理組合，用盡可能少的級數(shù)來滿足放大倍數(shù)和輸入、輸出電阻的要求。本節(jié)首先簡要說明多級放大器中級間耦合方式及其性能指標(biāo)的計(jì)算方法，然后介紹實(shí)際中常用的幾種組合放大器。5.6.1級間耦合方式多級放大器各級之間連接的方式稱為耦合方式。級間耦合時(shí)，一方面要確保各級放大器有合適的直流工作點(diǎn)，另一方面應(yīng)使前級輸出信號盡可能不衰減地加到后級輸入。常用的耦合方式有三種，即阻容耦合、變壓器耦合和直接耦合。阻容耦合是通過電容器將后級電路與前級相連接，其方框圖如圖5.6.1(a)所示。由于電容器隔直流而通交流，因此各級的直流工作點(diǎn)相互獨(dú)立，這樣就給設(shè)計(jì)、調(diào)試和分析帶來很大方便。而且，只要耦合電容選得足夠大，則較低頻率的信號也能由前級幾乎不衰減地加到后級，實(shí)現(xiàn)逐級放大。圖5.6.1阻容耦合與變壓器耦合的方框圖(a)阻容耦合框圖；(b)變壓器耦合框圖因?yàn)樽儔浩髂軌蛲ㄟ^磁耦合將原邊的交流信號傳送到副邊，所以也可用它作為放大器級間的耦合元件，其連接框圖如圖5.6.1(b)所示。變壓器耦合具有各級直流工作點(diǎn)相互獨(dú)立和原、副邊交流可不共地的優(yōu)點(diǎn)，而且還有阻抗變換作用。在圖5.6.1(b)中，若變壓器原邊與副邊的匝數(shù)比n=N1/N2，而副邊的電阻為Ri2，則從原邊看進(jìn)去的等效負(fù)載電阻為

Ri2′

=n2Ri2

(5.6.1)直接耦合是把前級的輸出端直接或通過恒壓器件接到下級輸入端。這種耦合方式不僅可以使緩變信號獲得逐級放大，而且便于電路集成化。但是，直接耦合使前后級之間的直流相互連通，造成各級直流工作點(diǎn)互相影響，不能獨(dú)立。因此，必須考慮各級間直流電平的配置問題，以使每一級都有合適的工作點(diǎn)。圖5.6.2示出了幾種電平配置的實(shí)例。圖5.6.2直接耦合電平配置方式實(shí)例(a)墊高后級的發(fā)射極電位；(b)穩(wěn)壓管電平移位；(c)電阻和恒流源電平移位；(d)NPN、PNP管級聯(lián)其中：圖(a)電路分別采用RE2和二極管來墊高后級發(fā)射極的電位，從而抬高了前級集電極的電位；圖(b)是采用穩(wěn)壓管實(shí)現(xiàn)電平移動(dòng)，使后級電位比前級低一個(gè)穩(wěn)定電壓值UZ；圖(c)采用了電阻和恒流源串接實(shí)現(xiàn)電平移位，由圖(c)可知，此時(shí)輸出端的電位UoQ=UiQ－UBEQ－IoR，比從