聯(lián)合利用碼元移位鍵控的正交雙通道csk擴頻噪聲通信技術(shù)

1實驗結(jié)果與分析用于擴大其他無線通道的延遲，以及頻率選擇性衰減的影響，碼源擴大頻帶的帶寬有限，因此它是世界上最復(fù)雜的無線通道之一。由于良好的魯棒性和干擾，我們廣泛使用擴大頻帶的通信速度來確保聲音傳輸?shù)目煽啃浴元擴頻通信技術(shù)的出現(xiàn)有效地克服了頻帶放大對通信速度的限制，在有限的擴頻范圍內(nèi)實現(xiàn)了更高的通信速度。碼源位移編碼控制（csk）技術(shù)可以被視為廣義m元擴頻通信技術(shù)。與m元方案相比，它通過代碼相位傳輸正在產(chǎn)生的信息。與m元方案相比，只使用頻帶序列來顯著降低硬件的復(fù)雜性和計算量。這些優(yōu)點也應(yīng)用于csk在行業(yè)中的應(yīng)用。CSK方案雖然獲得了計算量上的優(yōu)勢,但是其通信速率仍不能滿足需求.多通道技術(shù)允許數(shù)據(jù)在幾個通道內(nèi)并行傳輸,可以有效地提高通信速率而正交調(diào)制技術(shù)則可以有效地減少通道間干擾,并被無線通信領(lǐng)域廣泛采用.m序列由于其優(yōu)良的自相關(guān)特性而被CSK技術(shù)所采用,但是由于m序列的長度為2r-1,r為序列的階數(shù),因此,CSK技術(shù)在一個符號持續(xù)時間內(nèi)不能充分利用碼元相位信息,傳統(tǒng)的雙通道CSK技術(shù)對這種信息的浪費也沒有改善.而且,由于雙通道技術(shù)的引入,通道間干擾也成為影響最終結(jié)果的重要因素.本文提出的基于m序列聯(lián)合利用碼元相位信息的正交CSK方案旨在解決上述兩個問題.在傳統(tǒng)雙通道CSK的基礎(chǔ)上,提高碼元相位信息的利用率,減少通道間干擾,提高系統(tǒng)的魯棒性本文推導(dǎo)了正交CSK單位符號積分輸出的表達(dá)形式,仿真分析了影響其性能的因素,并與傳統(tǒng)CSK和聯(lián)合利用碼元相位信息的雙通道CSK(改進(jìn)的雙通道CSK)這兩種通信方式進(jìn)行對比,最后通過實驗驗證了仿真的結(jié)果.2csk和傳統(tǒng)選擇系統(tǒng)組成的編碼相位域m序列有著良好的循環(huán)自相關(guān)特性,而良好的循環(huán)自相關(guān)性就意味著理想的擴頻碼相位分辨能力.傳統(tǒng)的CSK通過把信息調(diào)制到碼元相位上來完成通信,其通信速率為同等碼長傳統(tǒng)直接序列擴頻(DSSS)通信速率的log2N倍,N為擴頻碼長度,這里設(shè)同等碼長DSSS的通信速率為基準(zhǔn)通信速率.對于m序列來說,N不是2的整數(shù)次方,在一個符號內(nèi)不能載有整數(shù)比特的信息,其實際通信速率為傳統(tǒng)方式的?log2N?倍(其中??是向下取整).這里把冗余信息比率作為衡量碼元相位信息利用效率的標(biāo)準(zhǔn),冗余信息比率可以定義為1與每符號內(nèi)實際通信速率和理論通信速率比值的差.對于CSK來說,冗余信息比率為1-?log2N?/log2N.而傳統(tǒng)的雙通道CSK,其冗余信息比率和CSK相同.改進(jìn)的雙通道CSK和正交CSK改變了這一情況,它們的通信速率為基準(zhǔn)通信速率的2×log2N倍,在理論上是傳統(tǒng)CSK的2倍,其實際通信速率為基準(zhǔn)速率的?2×log2N?倍,冗余信息比率為1-?2×log2N?/(2×log2N).以碼長為7的m序列為例,CSK和傳統(tǒng)雙通道CSK的冗余信息比率為28.8%,而改進(jìn)的雙通道CSK和正交CSK的冗余信息比率為11.0%.冗余信息比率越低,碼元相位信息的利用率就越高,系統(tǒng)就越高效.可以得到這樣的結(jié)論:改進(jìn)的雙通道CSK和正交CSK系統(tǒng)比CSK和傳統(tǒng)雙通道CSK更加高效.對于雙通道CSK來說,使用兩通道同時傳輸信號,會帶來通道間干擾.而正交CSK可以減少這種干擾,它使用一對正交的載波調(diào)制兩通道信號不僅對兩通道信號進(jìn)行了碼域的分割,而且進(jìn)行了載波相位域的分割.圖1是正交CSK水聲通信系統(tǒng)原理框圖.首先,通過擴頻序列生成器產(chǎn)生一對優(yōu)選的m序列c1(t)和c2(t),然后根據(jù)碼相位待調(diào)制的信息,對c1(t)和c2(t)進(jìn)行碼元移位鍵控,可得c1,i(t)和c2,j(t),使用正交載波對兩路信號進(jìn)行調(diào)制,可以得到發(fā)射信號的形式為其中,A為發(fā)射信號的幅度,φ為載波的初始相位,c1,i(t)和c2,j(t)是碼長為N,碼片持續(xù)時間為Tc的擴頻碼,設(shè)每符號持續(xù)時間為T,則T=NTc.發(fā)射信號通過水聲信道,經(jīng)歷多徑衰落和噪聲的影響,可得接收信號為其中,直達(dá)信號的傳播時延為τ0,衰減后的幅度為A0.多徑信號的傳播時延為為多徑的數(shù)目,到達(dá)接收機的幅度為Al.φl=wcτl+φ,設(shè)本地正交載波為cos(wc′t+φ′)和sin(wc′t+φ′),在完成載波同步之后wc′=wc,φ′=φ0.由本地產(chǎn)生的擴頻序列經(jīng)過碼元移位鍵控可以得到c1,m(t)和c2,k(t),m和k是碼元移位信息其中當(dāng)完成同步后,可得c1,m(t+τ0)和c2,k(t+τ0).下面只考慮一個符號持續(xù)時間內(nèi)的積分輸出積分器作用于忽略wc的高次項,則兩路輸出為上式中,i和j是常量,k和m是變量;兩路輸出中的第一項是期望得到的結(jié)果,第二項是本通道多徑衰落引起的干擾,第三項是其他通道多徑衰落引起的干擾,第四項是噪聲項.對于雙通道CSK,設(shè)載波為余弦信號,其第一路的輸出為上式中第一項為期望的結(jié)果,第二項為不同通道間主徑信號的干擾,第三項為本通道多徑衰落引起的干擾,第四項為其他通道的多徑干擾,第五項為噪聲項.(5)式與(3)式相比增加了不同通道間主徑信號的干擾,由于正交載波的分割,使主徑信號間的干擾為0.可以得出這樣的結(jié)論:正交CSK系統(tǒng)受到的干擾比雙通道CSK要小.V1m(t)和V2k(t)是兩個N行的向量,其最大值所在的位置就是碼相位調(diào)制的信息,也就是(3)式和(4)式第一項取最大值的情況.可以看出,相關(guān)函數(shù)是影響積分輸出的主要因素,下面就對基于m序列的正交CSK進(jìn)行分析.設(shè)n為序列的階數(shù),序列長度N=2n-1.則其自相關(guān)函數(shù)值為則Rx可以定義為同理可得經(jīng)循環(huán)移位后的自相關(guān)函數(shù)為上式影響著正交CSK在(3)式和(4)式第一項的結(jié)果,并符合(6)式的分布.在AWGN信道下,首先研究其他通道帶來的影響.由序列的循環(huán)移位性,可得xk+N=xk,yk+N=yk.令z為x的循環(huán)移位序列,m為y的循環(huán)移位序列,則uf8f1z與m的相關(guān)函數(shù)是影響通道間干擾的主要因素,其相關(guān)函數(shù)為上式影響著雙通道CSK在(5)式第二項的結(jié)果,而正交CSK中則不存在這項影響.下面來討論在多徑衰落信道下正交CSK的表現(xiàn).首先,來研究多徑對本通道的影響.以下都是基于碼片級別的討論,設(shè)p為x的循環(huán)移位序列,則uf8f1設(shè)n為多徑延遲的碼片數(shù),當(dāng)時,其相關(guān)函數(shù)可以表示為上式中的相關(guān)函數(shù)可以表示成兩部分相關(guān)函數(shù)和的形式.當(dāng)n≥N時,設(shè)其相關(guān)函數(shù)可以表示為上式中的函數(shù)也可以表示為部分相關(guān)函數(shù)和的形式,當(dāng)u=k時,(14)式可以表示成(13)式的形式.下面將討論多徑對其他通道的影響.設(shè)uf8f1多徑對其他通道影響的相關(guān)函數(shù)可以表示為可以看出,(7),(10),(12),(14),(16)式分別由自相關(guān)函數(shù)、互相關(guān)函數(shù)、部分自相關(guān)函數(shù)的和以及部分互相關(guān)函數(shù)的和所表示,它們決定著正交CSK系統(tǒng)的性能.3多徑對本通道主徑的干擾首先通過仿真來展現(xiàn)(7),(10),(12),(14)式所示相關(guān)函數(shù)的性能,這里以碼長31的m序列為例(7)式和(10)式所示的自相關(guān)和互相關(guān)函數(shù)如圖2所示.圖2直觀地表現(xiàn)了(7)式和(10)式的結(jié)果,展示了m序列良好的自相關(guān)特性和三值互相關(guān)特性圖2(a)體現(xiàn)了AWGN信道下檢測碼相位信息時旁瓣對主瓣的影響,而圖2(b)則反映了AWGN信道下不同通道間直達(dá)信號的干擾.這項干擾僅存在于雙通道CSK中,正交CSK使用正交載波抵消了這項干擾.對于延時碼片1≤n≤N-1的情況下多徑對本通道主徑的影響,(12)式在不同延時碼片、不同循環(huán)移位z序列和p序列的情況下,可以得到如圖3所示的最大歸一化輸出幅值和由歸一化幅值得到的方差.可以認(rèn)為,多徑在延時碼片1≤n≤N-1的情況下對主徑的影響是主要的影響,不同延時碼片的歸一化最大值體現(xiàn)了多徑對本通道主徑的最壞影響.由圖3(a)可以看出,隨著延時碼片數(shù)的增加,最大輸出不斷地減少.這說明,多徑對本通道主徑的最壞影響隨著延時碼片的增加而減少.不同延時碼片的歸一化方差也體現(xiàn)了多徑對本通道主徑的影響,由圖3(b)可以看出,隨著延時碼片數(shù)的增加,方差逐漸減少.其最大值和最小值相差4倍左右.圖3(b)和3(a)的曲線趨勢一致,這也說明了多徑對本通道主徑的影響隨著延時碼片的增加而減少.下面來研究多徑延時碼片N<n的情況,(14)式在不同延時碼片,不同循環(huán)移位z序列、q序列和p序列的條件下,得到歸一化的輸出幅值.由于其數(shù)量較大,最大輸出值均為1.其歸一化方差輸出如圖4所示.圖4所示的方差輸出體現(xiàn)了延時碼片N<n的情況下多徑對本通道主徑的影響,圖中橫軸所示的延時碼片是z對q的延時.可以看出,其歸一化方差首先隨著延時碼片的增加而減少,然后又隨著延時碼片的增加而增加,整個曲線成U形.但是其波動范圍較小,在5%以內(nèi).所以,在延時碼片大于N的情況下多徑對本通道主徑的干擾隨延時碼片的變化較小.上述已經(jīng)仿真分析了正交CSK的每符號積分輸出的主要影響,下面討論正交CSK的誤碼率性能.首先對正交CSK的一般規(guī)律進(jìn)行研究,通過與同等碼長傳統(tǒng)DSSS和CSK的比較,得到其一般規(guī)律.圖5為水聲衰落信道沖激響應(yīng).仿真條件均為碼長31,采樣率48K,帶寬6—10kHz,其誤碼率曲線比較如圖6所示.從圖6可以看出,無論是AWGN信道還是水聲(UWA)信道,在同等的碼長下,DSSS的抗噪聲能力都好于CSK,CSK方式好于正交CSK,此時DSSS的通信速率為64.5bps,CSK的通信速率為258.1bps,正交CSK的通信速率為580.6bps.它們的抗噪聲能力恰好與通信速率成反比.以上對同等碼長不同通信方式的一般規(guī)律給出了仿真分析,下面對同等通信速率的情況進(jìn)行比較,使用CSK和改進(jìn)的雙通道CSK方案作為參考,對碼長為7的CSK、碼長為31的雙通道CSK和正交CSK進(jìn)行仿真對比,采樣率為48K,帶寬為6—10kHz.其中CSK的通信速率為571.4bps,雙通道CSK和正交CSK的通信速率為580.6bps,頻譜效率為0.145bit/s-1·Hz-1.這三種通信方式在AWGN信道和UWA信道的表現(xiàn)如圖7所示.從圖7可以看出,在AWGN信道下,正交CSK的抗噪聲能力好于CSK,CSK好于雙通道CSK.在UWA信道下,正交CSK好于雙通道CSK,雙通道CSK好于CSK.正交CSK在通信速率大于等于另外兩種方式的情況下,抗噪聲能力都要好于另外兩者.可以得到這樣的結(jié)論:正交CSK的性能要優(yōu)于改進(jìn)的雙通道CSK和CSK.4水池信號沖激以上通過仿真驗證了正交CSK在AWGN信道和UWA信道下的性能,下面在同等的條件下通過比較性實驗來驗證仿真的結(jié)果.實驗于2012年6月在哈爾濱工程大學(xué)信道水池進(jìn)行,該水池有效長度45m,深5m,寬6m.四周布滿消聲尖劈,池底為沙底,接收水聽器與發(fā)射換能器均無指向性,發(fā)射換能器放置深度為2m,接收水聽器深度為2.5m都位于水池中央位置,其水平距離為9m,實驗參數(shù)與上述仿真參數(shù)完全相同.數(shù)據(jù)的傳輸量為10.8kbits.為了更直觀地展現(xiàn)誤碼率性能,本實驗通過交織,采用分幀的方式傳輸二進(jìn)制黑白圖像.測得的水池信道沖激響應(yīng)如圖8所示.實驗的發(fā)送和接收圖像如圖9.從圖9可以看出,正交CSK的效果最好,誤碼率最低,雙通道CSK的效果次之,CSK通信方式的效果最差.這首先體現(xiàn)了通過改進(jìn)的雙通道方式減少冗余信息,提高系統(tǒng)性能是有意義的;其次說明使用正交載波來