輸電線路高壓側有源電子設備供能電源的設計

目前，高壓線相關部件的能源供應主要集中在高壓帶的高壓側，如電子電流傳感器、高壓在線溫度監(jiān)測系統(tǒng)、高壓線雪壓圖的裝置。由于傳統(tǒng)的CT取能線圈主要采用CT鐵芯線圈的飽和特性,抑制副邊電壓的增長,從而為有源電子裝置供能。但是,由于當鐵芯線圈飽和后,母線電流再繼續(xù)增大,感應出來的二次電壓將會逐漸畸變成非常窄的脈沖狀,不能提供足夠的能量,同時隨著飽和程度的加深,鐵芯溫度會急劇上升,極易把CT取能線圈燒毀。針對這種情況本文選用了飽和磁導率高、成本低的硅鋼片作為鐵芯材料,并在接口處設計了專用的外套來固定兩個C型鐵芯,使其安裝方便,具有很高的性價比。同時由于該特制鐵芯上面開有空氣氣隙,可以使鐵芯線圈在母線電流較高的情況下不至于過早進入飽和狀態(tài),從而為高壓側有源電子設備提供穩(wěn)定的能量。1ct取能銅芯的工作原理本文設計的CT取能電源工作原理如圖1所示。通過特制CT取能線圈從高壓母線上感應交流電壓,然后經(jīng)過整流、濾波、穩(wěn)壓后為高壓側有源電子設備提供能量。供能部分要保證在母線大電流狀況下能為后端電路提供足夠的能量,使其有穩(wěn)定的電壓輸出,同時也要保證鐵芯不至于過早進入飽和狀態(tài),使其溫度維持在正常范圍內(nèi)。本文提出了在鐵芯上開有空氣氣隙,以增大鐵芯的磁阻,同時為了限制CT取能線圈在母線大電流狀態(tài)下的電壓和電流的輸出,提出了通過直接限制和反饋控制相結合的方式。直接限制方式通過在CT取能線圈的輸出端和整流橋之間加入平波電感阻抗元件分擔鐵芯線圈感應的大部分電壓,反饋控制方式則通過繼電器控制如圖1中所示的6Ω小電阻的投入來把多余的能量泄放。2設計電源參數(shù)的原則2.1鐵芯磁阻的確定由于本電源設計的關鍵是既要保證母線電流在20~8000A范圍內(nèi)變化時能為有源電子裝置提供足夠的能量又要保證在較高的磁場強度H下,鐵芯線圈不過早進入飽和狀態(tài),同時又應避免取能線圈感應的電動勢過大而損害后端電路的整流模塊和穩(wěn)壓模塊。因此,應選擇性能良好的鐵芯材料并合理設計鐵芯的尺寸和線圈匝數(shù)?？紤]到無取向硅鋼片的磁化曲線,在磁場強度約為300A/m時,磁化曲線出現(xiàn)一個拐點,拐點以后的磁化曲線仍然以較高的斜率向上延伸,在9000A/m時還沒有達到飽和,同時為確保CT取能線圈在母線電流為幾十安培時也能提供足夠的能量,文中選用型號為50W470的低鐵損無取向硅鋼片作為鐵芯材料,其最大鐵損僅為4.7W/kg。根據(jù)磁路歐姆定律:式中:φ為鐵芯中的主磁通;N為母線匝數(shù),此處取1;I為流過母線的電流;R為鐵芯的磁阻。從式(1)中可以看出,在相同的磁勢下,磁阻越大,通過鐵芯的磁通就越小,所以增大磁阻可以減小穿過鐵芯的磁通,從而使得鐵芯在較大的母線電流下不至于過早的飽和。在鐵芯上開有如圖2(a)所示的空氣氣隙。由于空氣氣隙的長度很小,磁漏可以忽略,所以穿過空氣氣隙截面面積的磁通與穿過鐵心截面面積的磁通近似相等,因此總磁阻就由剩余鐵芯部分的磁阻和氣隙部分的磁阻組成,即:所以(1)式變?yōu)?式中:L0為單個空氣氣隙的長度;m0為氣隙部分的磁導率,因為空氣氣隙部分的磁導率m0相對于鐵芯的磁導率m非常小,所以即使空氣氣隙很小時,其產(chǎn)生的磁阻也非常大。根據(jù)所選擇硅鋼片的磁化曲線,當母線電流較大,即磁場強度H較大時,m越來越小,所以總磁阻R變大,進一步降低了穿過鐵芯的磁通,使鐵芯線圈感應的電壓隨母線電流的增大變化較小。因此,當鐵芯開空氣氣隙后,不僅使大部分磁通降落在了空氣氣隙處,延緩了鐵心的飽和,而且母線流經(jīng)大電流時鐵芯線圈感應的電壓也不會太大,從而保護了后面的整流模塊和穩(wěn)壓模塊。對于鐵芯而言,空氣氣隙處向外擴張的距離d隨著氣隙寬度L0變化,基本遵循d=(1-2)L0,在氣隙寬度L0較小時,邊緣磁導對中間部分磁導的比值小,當氣隙寬度L0較大時,邊緣磁導對中間部分磁導的比值大。為了安裝方便,本文設計了兩個C型鐵芯,并在鐵芯上開了多個小的空氣氣隙來弱化邊緣效應減少磁泄漏。由于硅鋼片材料質(zhì)地脆,不易在上面開復雜的空氣氣隙,本文設計了如圖2所示的3種形狀的鐵芯,其中開口形狀為半開口的矩形鐵芯(b)和V型鐵芯(c)其分析原理與全開口鐵芯(a)類似,只是磁阻的計算方式不同。2.2第二,帶負載的確定由于線圈匝數(shù)的設計原則是當母線電流在數(shù)千安培時保證依據(jù)圖2所設計的鐵芯線圈二次側的感應電壓不能過大,不會給后續(xù)電源變換電路帶來大的負擔,同時使電源的啟動電流最小。因為電流為I的導線所傳輸?shù)哪芰空扔陔娏鞯钠椒?等效為:式中:L為母線等效電感。因此,當母線電流確定時,傳遞給線圈的最大能量也就確定了,能量通過電磁耦合的方式傳遞給感應線圈,并最終轉(zhuǎn)換成電能傳遞給供能電路板。線圈的輸出電壓隨副邊線圈匝數(shù)的增加而增大。但由于母線電流確定時所能提供的能量恒定,當輸出電壓高時輸出的最大電流就相對變小,同時帶負載能力也會下降,所以提高線圈匝數(shù)并不一定降低最小啟動電流。如何選擇線圈匝數(shù)是供能部分所需要解決的重要問題。在實際設計時,可根據(jù)所要求的最小啟動電流、電源正常工作時所需要的最低感應電動勢,通過供能部分的帶負載實驗來確定,負載為高壓側有源電子裝置。實驗結果表明,以50W電阻作為負載,在DC-DC壓降模塊輸出3.3V電壓的條件下,匝數(shù)為200匝時能取得最佳的最小啟動電流。2.3橋式濾波電路由于所設計的CT取能線圈主要工作在線性階段,感應電壓隨母線電流的變化范圍比較大,對后邊整流濾波電路產(chǎn)生較大的沖擊。因此本文選用了在整流電路前加入一個平波電感阻抗元件來保證電源在大電流狀態(tài)下的正常工作。平波電感阻抗元件不僅具有限流作用還可以分擔二次感應的大部分電壓,所以極大的降低了整流橋及其后端電路的耐壓要求?？紤]到線圈從母線上感應出來的是交流電壓,而后端電路所需要的是直流電壓,因此從鐵芯線圈感應出來的電壓首先需要經(jīng)過整流。由于橋式整流電路具有轉(zhuǎn)換效率高,紋波電壓小的特點,因此本文選用正向?qū)▔航递^小的肖特基二極管組成橋式整流電路,以保證在母線電流較小的情況下,因整流橋正向?qū)▔航刀鴵p失的能量小,從而使鐵芯線圈從母線上獲得的能量得到充分利用。由于供能電源要求的直流電壓波動小、平滑度高,通過分析計算本文設計了如圖1所示的復式濾波電路,其中電感起到延緩電壓突變的作用。為保證前端電容的耐壓性能,系統(tǒng)設計時選用了將濾波電路的前端兩個電容串聯(lián),并增加兩個電阻來平均分配降落在兩個電容上的電壓的濾波方案。2.4dc-dc模塊電壓的設計由于本次設計的CT取能線圈主要工作在不飽和階段,線圈感應的電壓和能量隨母線電流的增加而持續(xù)增大,但是DC-DC變換模塊的輸出功率基本恒定,因此多余的能量將會通過DC-DC模塊的發(fā)熱而散發(fā)出去。為了保護DC-DC模塊,必須把DC-DC模塊的輸入電壓和輸入功率限制在模塊技術要求的范圍內(nèi)。本文在DC-DC模塊的輸入端專門設計了如圖1中所示的能量泄放電路。繼電器輸入端由穩(wěn)壓管及電阻控制啟動電壓,當特制線圈感應的電壓較高時,達到預先設定的繼電器的工作電壓,繼電器滿足工作要求,通過將輸出端短路從而投入耗能電阻的方式來釋放多余的能量。當特制線圈感應的電壓較低時,繼電器不工作,因此不會影響電源的最小啟動電流。特制CT取能線圈從一次母線感應出的交流電壓經(jīng)過整流濾波處理后,將得到寬范圍的直流電壓。為此本論文選用了型號為LM2576HV-3.3的具有高轉(zhuǎn)換效率和寬輸入范圍的DC-DC模塊。該模塊電路主芯片為PWM降壓型整流器件,可將6~63V的輸入電壓變換成+3.3V的輸出電壓。最大輸出電流為3A。同時,為了抑制因泄放電路造成的輸入電壓瞬間跌落,在DC-DC模塊的輸入端安裝了維持電容,它可在一定時間內(nèi)給模塊提供維持電壓,并吸收電壓尖峰。為了降低電源電路的紋波,需要對電路板進行合理布局,并根據(jù)電路調(diào)試情況合理設置濾波電感和電容的數(shù)值,從而使紋波控制在理想范圍之內(nèi)。根據(jù)上述方案設計的電路板在其輸入端加上不同幅值的正弦交流電壓,其DC-DC模塊輸入端和輸出端的電壓數(shù)值關系,如圖3所示。從圖中可以看到當輸入電壓在0~160V范圍內(nèi)變化時,經(jīng)整流濾波后DC-DC模塊輸入端電壓可以維持在0~35V以內(nèi)。當輸入電壓大于6V時,DC-DC模塊輸出端可以穩(wěn)定的輸出3.3V的電壓。3鐵芯線圈c時出現(xiàn)的電壓轉(zhuǎn)變的問題本實驗采用了圖2所示的由型號為50W470的無取向硅鋼片制成的鐵芯,外徑90mm,內(nèi)徑60mm,高20mm。其中,鐵芯a:開口寬度d為0.5mm;鐵芯b:開口寬度d為1mm,深度h為8mm;鐵芯c:開口寬度d為1mm,深度h為10mm;取線圈匝數(shù)為200匝。利用升流器模擬線路電流,在開路時測得繞組兩端的感應電壓最大值如表1所示。從表1中可以看出,在含有不同氣隙形狀的三種鐵芯線圈中,鐵芯線圈a和b在母線電流低于30A時感應的電壓比較小,經(jīng)后端的整流濾波電路無法達到DC-DC模塊輸入電壓的要求,且在母線大電流階段感應電壓跳變比較大,不易于做后續(xù)處理。鐵芯線圈c在母線電流為20A時可以獲得9.2V的感應電壓,經(jīng)后續(xù)電路的處理,可以滿足DC-DC模塊6V最小輸入電壓的要求,從而經(jīng)過電壓變換模塊可以穩(wěn)定的輸出3.3V的電壓。同時,在母線大電流階段感應電壓變化比較緩慢,對后端的電壓處理電路沖擊比較小,所以開V型氣隙的鐵芯c能更好的滿足要求。利用匝數(shù)為200匝的鐵芯線圈c,以50Ω電阻作為模擬負載,做本論文設計電源的整體實驗,在常溫下測得的實驗數(shù)據(jù)如表2所示。實驗表明在后端的電壓處理電路中,主要采用了PWM降壓型DC-DC模塊,只要輸入電壓高于6V,輸出端就可以穩(wěn)定的輸出+3.3V的電壓,并能提供不低于200mW的輸出功率。從表中可以看出,當母線電流達到1000A時,能量泄放電路開始工作,有效的保護了DC-DC模塊。同時,在實驗室常溫環(huán)境下測得鐵芯線圈在母線電流為8000A時連續(xù)工作2h溫度變化在10℃以內(nèi)。4無取向硅鋼片級封裝工藝為解決高壓