文檔結(jié) OTFS基本原 OTFS調(diào)制發(fā)射機原 OTFS調(diào)制接收機原 OTFS輸入輸出關(guān)系分 基于LTE-R的高鐵信道擴展函數(shù)測量系 基于LTE-R的高鐵信道擴展函數(shù)表 OTFS在實測信道下性能評 非整數(shù)格點下的OTFS信道估 基于期望傳播的低復(fù)雜度OTFS數(shù)據(jù)檢測方 OTFS擴展方 基于多天線的OTFS方 OTFS賦能的多址接入技術(shù)方 OTFS-ISAC方案優(yōu) OTFS-ISAC波形設(shè) OTFS的演進方 OTFS與OFDM的融合幀結(jié)構(gòu)設(shè) 中開展資源映射，并基于DD域信道的稀疏性和穩(wěn)定性可以在高速移動條件下實現(xiàn)與OFDM相比更高的數(shù)據(jù)傳輸可靠性。（1）OTFS（3）OTFS（4）OTFS（6）OTFSOTFSOTFS數(shù)據(jù)檢測方案。OTFS的通信感知一體化系統(tǒng)設(shè)計的性能分析。CR450603公1000km/h以上的管道飛車目前也在研WiFi5G時代的到來給空中通信帶來了前所未有的挑戰(zhàn)——大量實時互聯(lián)網(wǎng)數(shù)據(jù)傳輸?shù)男枨蟆＼嚶?lián)網(wǎng)：OTFS-ISAC機制，可以支撐以下車聯(lián)網(wǎng)功能或應(yīng)用：準確感知周邊水下唯一有效的遠程信息傳輸載體，水下聲（UnderWaterAcoustic，UWA）信道是具有UWA通信網(wǎng)絡(luò)中廣泛使用的OFDMUWA通信場景下，實現(xiàn)高效的數(shù)據(jù)傳輸，OTFS2017年，OTFSR.Hadani等學(xué)者提出[2.1]OFDM調(diào)制相比可以利OTFS系統(tǒng)設(shè)計、OTFSOTFS調(diào)OTFS2.1ISFFTOTFS為T。1DDQAM調(diào)制符號表示為{XDD[kl],k0,K,N1lTFXTF[nm

N

M

j2nkml N XTF[n,m]

XDD[k,

k

l2.2所示。MMNMN2.2DDTF2.3IDZTOTFS [n,m]gtnTej2mftnT

1OFDM僅考慮一個符號時間??的多載波數(shù)據(jù)不同，OTFS考慮時間周期為????OTFS

信道信道和vrt表示為（忽略噪聲以簡化表征：rth,vstej2vtd

h,vP

hvv

i1 Phi、i、vi分別表示與第i條路徑的路徑增益、延遲和

，vkv

M

由于時延分辨率1通常足夠小，故l通常為整數(shù)；多普勒分辨率1M

TF n,mTF tnT,f

Yt,fAg,rt,f@*ttrtej2ftt 2Ag,rtf表示匹配濾波所得的時頻域信號（交叉模糊函數(shù)。將（2-1）至（2-3）代入（2-6）OTFS在時頻域中的輸入輸出關(guān)系如下 n,mN1M1

n,m

n,

Hn,mn,mh,vAgrx,gtx,nnT,mmfv（2-ej2vmfnnTej2vnTdHn,mnm受發(fā)射脈沖、信道響應(yīng)和接收脈沖綜合影響。最終， N

M

NMYDDk,l

k

l k,l1N1M1

k,

kk,l

kk Mhv,h,vvv,ej2vd

合?？紤]式（2-4）中hv的稀疏性，式（2-13）可進一步表示為：h,v

hiej2viivvi,i

hiej2viiGv,viF,i 當llF,

M

l

M

j2l

ej2llliFM

,im0e

lll

e

i由于i

M

且

llM lll F ,i

i

M 其中xMmodxMGkkv i

iki

,v

ej2kkkviKvi

kkkviKvi Kv0Gkkv0 i 20

k

,v

，當@kkkvKv

NsinNsiniN

sinN1cossincosN1 N

cos NN當N較大時 Gkk,v將迅速減小，即多普勒間干擾主要來自臨近DD域 i NiNiN,[k Ni j2qKvi k,l

1hej2vii

k

,ll

（2-

DD

N

iMi1qNiNe 式（2-22）DD域接收信號YDDk,lDD域OFDM相比，OTFS將需要更高的均衡復(fù)雜度；此外根（APROFDM，OTFSCP（一幀只需要一段OTFSOTFS信道估OTFSOFDM等既往多載波調(diào)制方案的最大特征便是在時延多普勒域在時間-時延（Timedelay，TD）域中，通常使用信道沖擊響應(yīng)（Channelimpulseht,可以表示為：ht,

,hit可以表示為：

hi和vihi通常被建模為幅度服從瑞麗分布的復(fù)高斯隨機變量。function，CSFCSFCIR表示為：h,vht,ej2vtdt

hvv

上式中vi

（ChanneltransferfunctionCTF）htf，且假設(shè)抽頭的時變特性僅由多普勒頻移CTFCIR的關(guān)系為：ht,f

ht,ej2fd

hiej2vitej2if

TDCIR、DDCSF、TFCTF之間互為傅里葉變換（數(shù)據(jù)包帶寬和時長足夠大，則在有限的時延擴展和多普勒擴展下，CSFDD域中CIRCTF來廣義平穩(wěn)不相關(guān)（Wide-sensestationaryuncorrelatedscattering,WSSUS）的假設(shè):Eh,vh*,vC,vv

hi是一個隨機變量而不是確定性常作為一項初步工作，我們表征了基于信道測量的高鐵（High-speedrailway，HSR）OTFSHSR中的性能[3.2]。fc=465MHz，子載波間隔f=15kHz，OFDM符號時間長度為T=66.7μs，子載波數(shù)目M=300，OFDMN371.1公里/小時。3.1LTE-RLTE軟件無線電外圍設(shè)備（Universalsoftwareradioperipheral，USRP）連接，放置在車頂外部以收集下行鏈路信號。此外，USRP還與全球定位系統(tǒng)（GPS）連接，記錄列車速度3.1（a）（b）（c）擴展、平方根多普勒頻移擴展v3.1所示[3.2]3.3（a示了在“NT期間不變”這一假設(shè)下的由抽頭時延線（Tappeddelayline，TDL）模型生成的擴展函數(shù)。這參考了文獻[3.3]所提出的高鐵高架橋場景信道TDL模（a）（b）一化功率[3.3]（d）TDLCSF3.3（a）3.3（b）繪制了歸一化功率大于-55dB3.3的更多詳盡表述請參考[3.2]。3.3CSF并不如基于TDLCSF函數(shù)那般稀疏和緊致。事實上，TDL是一個簡化的信道模型。根據(jù)文獻[3.3]，TDL的建模流程CTFCIR20CIR進行平profile，PDP檢測PDP的峰值得到多徑的時延，并忽略由離散傅里葉變換產(chǎn)生的而沒有明確物理意義的時延接近TPDPTDL模型。TDL模型忽略了小尺度衰落（不可分離多徑之間的相長此處省略3（a）3（b）12個旁瓣反映了不可分離多徑的影約為12T0.8msCRS的間隔4T0.26msNT17ms和廣泛使用的信道平穩(wěn)時間5.6ms。OTFS系統(tǒng)時不能簡單認為hi在信道平穩(wěn)時間和平穩(wěn)帶寬內(nèi)是不變是hiCSFCSIMP數(shù)設(shè)置參照文獻[2.4]EVAMP檢測的性能，其中抽頭NT內(nèi)不變。MMSE均衡下OTFS與OFDM的BER性能可以發(fā)現(xiàn)，在不同的數(shù)據(jù)塊大小下，OTFS和OFDM在低SNR區(qū)域中表現(xiàn)相似，但OTFS在高SNR區(qū)OFDM所采用的單抽頭均衡模式在信道深衰落時表現(xiàn)較差，SNRMN64MN32OTFS的表現(xiàn)，可以發(fā)現(xiàn)當數(shù)據(jù)塊較大也即時延和分辨率更大時，OTFS的性能更好。這是由于小數(shù)多降。然而，隨著信道分辨率的增加，OTFS的全分集增益主導(dǎo)了均衡性能。那樣稀疏。實際上，MPTanner圖的結(jié)構(gòu)。文獻[2.4]中因子圖????MP檢測復(fù)雜度增加。此外，MMSE均衡的復(fù)雜度為O(M3N3，這對于實際系統(tǒng)來說也將產(chǎn)生較大的計算開銷。OTFSOTFS調(diào)制系統(tǒng)需要低復(fù)雜度和高可靠性的信道均CSF很敏感。為了確保高PAPROTFS信道估計方案設(shè)計。當前，OTFS方案經(jīng)典的信道估計方案為[2.4]所提出的嵌入導(dǎo)頻輔助的方案。在僅包含數(shù)據(jù)符號時，OTFS調(diào)制時PAPR，給硬件設(shè)計造成困難。dB。此脈沖帶來的缺點是脈沖所在行的總功率4.1所示。4.1OTFS4.2OTFS系統(tǒng)，可以采用一些預(yù)/后處理的方式，把高功率部分的PAPROFDMOTFS，ISFFTIDFT變成時域波形的樣點發(fā)送。其流程和結(jié)果分別如圖4.3和圖4.4所示。4.34.4PAPRZAK變換OTFSOTFSPAPR的問題。OTFSPAPR較高的原因是延遲維度各行的功率分布不均勻，PAPR4.5所示。4.54.6所示。4.6OTFS2%PAPR5dB17dB之間。 4.7PAPR4.8NMSESNR4.8NMSE為衡量的信道NMSESNR6dBSNR15dB4.9所示的誤碼率的曲線上。4.9OTFSPAPRPAPR問題。PAPR抑制。此外，還可以PAPR的目的。OTFS的離網(wǎng)（off-grid）OTFSDD網(wǎng)格的相DD域整數(shù)格點上。這種現(xiàn)象稱之為離網(wǎng)時延遲和多普勒。離網(wǎng)時延和多普GESBI[4.1]。4.104.10DD域中均呈現(xiàn)雙小數(shù)分布如圖（a）2、5、10DD域格點分布分別對（b（cDD4.11OGSBI、ESBI、GESBI、ESBI+GE算法的信GESBI算法的精度優(yōu)于所對比算法。4.114.12OTFSDD域信道的時延通?？梢砸曌髡麛?shù)。在這種普勒都是整數(shù)的DD域信道估計，一個經(jīng)典的算法是基于正交匹配追蹤（OrthogonalMatchingPursuit，OMP）的信道估計算法[4.2]，其核心思想是從接收信號中不斷尋找與（NewtonizedOMP，NOMP，通過梯度下降等算法在連續(xù)變量上尋找具有最大相關(guān)性4.12對比了幾種NOMP算法可以達到克拉美-羅下界（Cramér-RaoLowerBound，CRLB）LS的算法能夠漸進達到最大似然（MaximumLikelihood，ML）CRLB1dB。OTFS符號檢測方案，望傳播（Expectationpropagation,EP）可以克服這個問題。以下提出了一種低復(fù)雜度的EP檢測，其利用準帶狀結(jié)構(gòu)和子矩陣的稀疏性降低了大規(guī)模矩陣求逆的復(fù)雜度[4.5]。yHx

（4-式中yxnH分別表示實值時延-多普勒域接收符號、發(fā)送符號、等效噪聲和等效信道矩陣。傳輸符號向量的后驗概率分布表示如下 x1

y;Hx,

ei

2i

（4-式中ii0μ

（4-μ2ΣHy （4-式中λ,,L,T，γ,,L,T，DD域均衡矩陣

DD2HH

Σ?？衫镁仃嘓H的塊循環(huán)結(jié)構(gòu)及準帶狀稀疏EP檢測中的元素不相同導(dǎo)致矩陣不再塊循環(huán)，EP檢測復(fù)雜度。rHTs 式中rs和nHT?2MN2MN2MN(s1(q(s)

r;Hs,2Iei

2i

（4-式中(q(s

2HHdiag1 2Hr

B

A HTHT?°?°HTHTMMSE、跨域、MP、AMP-EPRakeEP的性能EPRake10?3級別的跨域檢測相比，所提出的2dB3dB4.14中，在不同幀大小下對比了不同檢MP、MMSEEP相比，所提出方案復(fù)雜度分別降低Rake檢測可以實現(xiàn)較低的復(fù)雜度，但所提出方案 4.134.14OTFSOTFSMIMO-OTFS s1 H21 s1 H21 HNxDD,N yDD,XDD,nT(n12,KN表示發(fā)送端天線n發(fā)送的時延- 一個網(wǎng)格所代表的量化間隔分別為11。YDD,nR(n12,KNM RR

PnR

lnRnT

knRnT

hnRnT vp

Mf

NT 其中，hnRnTnn之間第p nRnT

，信道多普勒偏移值為vnRnT

kmax，lnRnT和knRnT M M

lmaxkmax分別表示整個發(fā)送信道上的最大時延、最大多普勒n j2knRnTmlnRnT RY R

m,n

PRThn

nT

NM2lmax XDD,nT

ml

,n

行n

表示取模QDD-OTFS導(dǎo)頻設(shè)計需要解決的問題之一。其中一種可能的解決方法為：根據(jù)信道的最大時符號為”×”，經(jīng)過傳輸后，接收信號在接收端會在時延軸正方向上偏移最多l(xiāng)max個網(wǎng)格，在多普勒軸上最多偏移±kmax個網(wǎng)格，其偏移區(qū)域如圖中紅色方框所示。為了使符號間互不干擾，對于任意一個導(dǎo)頻符號，理論上需要在多普勒維度保留±2kmax的保護間隔、在時延維度保留lmax4×4MIMO-OTFS5.3所示，當時延維度上有足lmax為間隔依次放置。當時延維度上沒有足夠的空間放置多天線的所有導(dǎo)頻時

BER5.4所示。當已知的信道最大多普勒值大于實際最大多普勒值時，其BER性能和精確獲得信道最大多普勒值時的性能一致，但此時留出的保護間隔也較DD 2 OTFS的系統(tǒng)導(dǎo)頻設(shè)計可以考慮導(dǎo)頻序列設(shè)計來降低信號干擾及系統(tǒng)PAPR，此外，還可以考慮低復(fù)雜度的優(yōu)化信道估計算法來提升系統(tǒng)的OTFS收發(fā)機設(shè)計方案，其可25%EP20倍的計算復(fù)雜度[5.2]。MNDD域的二維格點中。不失一般性，我我們假設(shè)從基站到第i根接收天線上的多徑信道可以被表示為P1Qphit,p0

ej2fdticosp,qp

i

v，v12

i P1Qp

ej2fdticosp,qst

p0q0it是第i現(xiàn)。均勻天線陣列的導(dǎo)向向量被表示成ejicos i （5- E E ej2fdtcosp,qs

t

p,qej2ft ejcoscosstpi0

p zt11

b

BB Ertej2vbtstzt, b （5- hb,vbbvvb, b （5-bmn中，經(jīng)辛有限傅里葉變換接收符號轉(zhuǎn)換到時延-多普勒域中 M1N

j2nkml N bl,k bm,n

MNm0其中bB，lM，k M

M

j2mmfv

bMfbej2vbmfbej2M M

M

j2mmfvT

bMf M

MB,mM,nNB,mM,nN j2ll MNxl

,kkb

llb,M

N

N1j2llbkbj2kkbN MN xll,kk,l0,l

b

bN 其中，bB，lM，k ，lbMfb以及kbNTvb?；贒D域的輸入輸j2llbMlb Nybllb,kkb

l,k

j

l

j2

N

MN yll,kk l0,l N

b b

N 其中，bB，lM，k B1y?l,kM,k M,k

b0b

l

5.5MP500km/hBER5.6MPBERMP相OTFS的魯棒性。5.55.6OTFS調(diào)制開展多址方案設(shè)計是一潛在研NOMA、碼域稀疏碼多址接入（SCMA）NOMA方案中，通常考慮基accessDDTDL模型相比信道OTFSPilot（忽略噪聲DDPilotOrthogonalsequencespreadingcombinationsset5.7935.7DFTq9。若多用戶沿時延域Nb，bqM。RdelayRDopplerRdelay12,KMRDoppler12,KN5.8OTFCSMAMN100q105.8OTFCSMA方案和基于嵌入式導(dǎo)頻的正交OTFS多址方案（EPA-了正交碼域這一資源空間為系統(tǒng)提供了信道用戶間干擾管理的自由度。特別地，OTFCSMA方案的用戶容量優(yōu)勢在弱緊致性信道擴展函數(shù)的條件下更為明顯。由于OTFCSMA在設(shè)計免授權(quán)用戶傳輸碼本時采用了正交傳輸?shù)脑O(shè)計準則，這將5.7所示的每個正交擴頻組合轉(zhuǎn)化為有限域的元素，進而5.9OTFCSMAQPSKEPA-OTFSMAOFDMAMMSE均衡器，虛線BER。首先，在這一弱緊致性信道條件下，EPA-OTFSMA系統(tǒng)的用戶容量為2OTFCSMA6EPA-OTFCSMA3倍。這是將正交設(shè)下OTFCSMA需要較小的SNR才能達到與EPA-OTFSMA相同的BER。10dBOTFS的方案在低SNR區(qū)域中的性能與OFDM類似，其中深衰落主導(dǎo)著兩方案的BER性能。SNRBER上，EPA-OTFSMAOTFCSMAOFDM。OFDM的單抽頭均衡器更有可能導(dǎo)致高移動性下受深度衰落影響的傳輸失敗帶來OTFCSMA的BER在高SNR區(qū)域低于EPA-OTFCSMAOTFCSMAOTFCSMAEPA-OTFCSMA10dB，OTFCSMA方案在弱緊致性信道MIMO-OTFSSCMA系統(tǒng)設(shè)計的低復(fù)雜度高效的記憶近似消息傳MAMP檢測算法僅需與系統(tǒng)維度呈線性增長的復(fù)雜MIMO-OTFSSCMAJ個獨立的移動用戶同時P1LNYuj[l,k]huj,iPrc(pTstjuj,i)(k,l,p,q,kuj,i,uj,i)Xj[[lp]M,[kkuj,iq]N],（5-p0i11l,p,

q,

plM k,l,p,q, ,

1l,p, , q, k,q, , 0l

j2lpkuj,iuj,i j2quj,iM

(l,p,

uj,i,

)

q,

uj,i

j2

k,q,kuj,i

%,% uj yHx

（5-HHTHT

,HT

UMN?

以及ωωTωT

,ωT

?UMN1 U U UMN以針對因子圖來求解該檢測問題，其中每個因子節(jié)點y都與多個變量節(jié)點xc,c12,L,MNJ/K[5.5]，對于第t次迭代的詳細描述如下：從因子節(jié)點y到變量節(jié)點xc,c12,L,MNJ/K：在因子節(jié)點yz(t)μ(t)HHIHHH1yHμ(t)

（5-2

MNJD其中 t,t。μ(t

和t

分別代表第(t1)t可以用來加速記憶近似消息傳遞的收斂性。我們定義BIHHH，因此 BIIHHH。令t1，以及μ(1)r(0) tz(t)μ(t)HHr(t)t

HHBtiy 14

At

μ(i)μ(t)

i

HHBtH和

tt

i i(t

ji1

(t

(i)

t

ct

，其中

t,ia1tr{A}以及

1t,ta0

i

t

a

i t,it

(t

(t)

(t)

(t

我們進一步表達估計的均值向量 , ,L,rMNJ/ ? t *x,c12,L,MNJ 從變量節(jié)點xc,c12,L,MNJ/K到因子節(jié)點y

r(t)‖2P(t)(x

)P(x

)exp

2

t 其中χ j，jcK。j是包 中非零元素的集合，χ是j中的D維碼字 MN Pxχ表示先驗概率。后驗概率被映射為CNg(t)[i],(t)[i],i1 g(t)[i]

P(t)

χ[i],(t)[i]

P(t)

χ[i2g(t)[i2.按照高斯

χj χjt1,t1

1 *

(t

r(t)[i]t t [i]t1,t1t t

(t

(t1)

(t1)

(t

T

* , ,L,μMNJ/K 算法終止準則記憶近似消息傳遞檢測器將在收斂或達到最大迭代次數(shù)時終止。SCMA的解映射恢復(fù)每個用戶的傳輸比特。（GMP（EP5.1UMN(S3S1)MNJD(23Q) UMN(6SDSDQ)2MNJDQ UMN(3SHDQ2SH MNJD3MNJD 2MNJDQ UMN(6SHDSHDQSH) T AMP）5.10展示了記憶近似消息傳遞算法L3和迭代次數(shù)65.105.11進一步測試了在不同天線數(shù)目的情況下，特征值近似對記憶近似消息傳遞5.125.135.12MN5.13MIMO-OTFSSCMA系統(tǒng)在不同檢測算法下的誤碼率性能。為突出（GMP有閉合表達的阻尼解決方案，即便采用低復(fù)雜度的匹配濾波器，也能夠?qū)崿F(xiàn)與MAMP檢測器可以在低復(fù)雜度和良好性能方面帶來實際OTFS-ISAC于OFDM的通感一體化機制面臨嚴重的符號間干擾和高額的導(dǎo)頻開銷。與現(xiàn)有基于移所帶來的子載波間的干擾。在感知方面，DD域的信道擴展函數(shù)可以反映具體的散射OFDMOTFS的速度估計準確度卻幾乎不受車輛移動速度的影響。因而在如車聯(lián)網(wǎng)等高速移動場景下，OTFS雷OTFS-ISAC在高速移動場景下，傳統(tǒng)OFDM波形子載波之間的正交性由于經(jīng)過頻率選擇性衰落信道而遭破壞，從而嚴重影響高速移動場景下的通信性能。OTFS調(diào)制波形，可以有效OTFS成為適用于高速場景的通感一體化的波形。OTFS波形將OTFS波形非常適合用于實現(xiàn)ISACOTFS中，DD域輸入輸出關(guān)系為YDDk,lXDDk,lHDDk,l,k,lZDDk,lk0

ik,l,k,lhk,l,k,l,k,lej2i i

ki和li分別表示第i條路徑的多普勒和時延索引（ki和li是整數(shù)還是分數(shù)來區(qū)別整數(shù)階和分數(shù)階場景klklkili為采樣函數(shù)。路徑的多普勒和時延索引ki和li都是整數(shù)時，DDYDDk,lhiXDDkkiN,lliMk,l,ki,liZDDk,l

i k,l,k,li

j2lliMj2lliMkikiMkkiN

,lli,,M,l0,,li

N1M Vk,lY

n,m

nk

,ml

n0

DD

M（a）DD 知場景中有四個目標（P4，DD域符號矩陣中傳輸?shù)姆枮殡S機產(chǎn)生并歸一化的QPSKOTFS3（M32N32DD域的接收信號矩陣YDD5.14-（a）所示，經(jīng)過二維相關(guān)（脈沖壓縮）V5.14-（b）5.14中可以看到，由于數(shù)據(jù)符號經(jīng)過時變信道后彼此重疊，矩陣YDD變得非常稠密，而經(jīng)過二維相關(guān)之后，所得到的相關(guān)矩陣不再444個峰值所對應(yīng)的0DD域估計信道并進行目標感知。 （b）DD域接收矩陣DDDD域接收矩陣YDD中，當矩陣元素時，才可以認為存在一條傳播路徑，該傳播路徑的延遲索引為llpOTFS2017OTFS技術(shù)被提出以來，越來越多的研究者認識到在未來高速移動通信OTFS方案存