第八章數(shù)字調(diào)制與解調(diào)8.1

ASK調(diào)制與解調(diào)原理8.2

FSK調(diào)制與解調(diào)原理8.3

PSK調(diào)制與解調(diào)原理8.4現(xiàn)代數(shù)字調(diào)制與解調(diào)8.5集成器件與應用電路舉例本章小結思考題和習題數(shù)字頻帶傳輸中，載波可以由正弦波振蕩器產(chǎn)生，包括振幅、頻率和相位三個基本參數(shù)。數(shù)字調(diào)制可以對這三個參數(shù)進行，分別實現(xiàn)振幅鍵控（ASK）調(diào)制、頻移鍵控（FSK）調(diào)制和相移鍵控（PSK）調(diào)制。

數(shù)字基帶信號的碼元一般是二進制碼元，對應的調(diào)制稱為二進制調(diào)制，生成的已調(diào)波有兩種離散狀態(tài)。在二進制碼元的基礎上，為了獲得多進制碼元，發(fā)射機在調(diào)制前增加了2-M電平轉(zhuǎn)換電路，將二進制數(shù)字代碼

序列轉(zhuǎn)換成多進制數(shù)字基帶信號，接收機解調(diào)后，再通過M-2電平轉(zhuǎn)換電路將多進制數(shù)字基帶信號轉(zhuǎn)換回二進制數(shù)字代碼序列。如果將每N位二進制碼元編為一組進行電平轉(zhuǎn)換，則每個多進制碼元有M=2N種取值，當N=2，3，4，…時分別實現(xiàn)四進制調(diào)制、八進制調(diào)制、十六進制調(diào)制等。

8.1ASK調(diào)制與解調(diào)原理

8.1.1二進制ASK調(diào)制與解調(diào)

1．BASK信號

二進制數(shù)字基帶信號可以表示為其中，Ak可以是1或0，代表碼元取值;g(t)代表單位脈沖波形，為了研究方便，這里設其為矩形脈沖，幅度為1，持續(xù)時間為－TB/2~TB/2；TB為碼元的時間寬度。當uB=1時，代表Ak=1；當uB=0時，代表Ak=0。設載波uc=Ucmcosωct，則BASK信號的表達式為uBASK波形如圖8.1.1所示。圖8.1.1uBASK的波形用P(H1)和P(H0)分別代表發(fā)送Ak=1和Ak=0的概率，作為隨機過程，二進制數(shù)字基帶信號uB的雙邊功率譜密度函數(shù)為其中,fB=1/TB，為uB的碼元速率;G(f)=TBSa(πfTB)，為Ak=1對應的單位脈沖g(t)的頻譜密度函數(shù)。

uB的功率譜包括連續(xù)譜和離散譜兩部分，連續(xù)譜是g(t)的統(tǒng)計貢獻，離散譜是uB統(tǒng)計意義上的直流分量的貢獻。當P(H1)=P(H0)=0.5，即Ak=1和Ak=0等概率發(fā)送時，uB的功率譜密度函數(shù):(8.1.1)在頻域上，BASK調(diào)制作為振幅調(diào)制，實現(xiàn)功率譜的線性搬移，即在保持功率譜形狀和結構不變的基礎上，把uB的功率譜搬移到載頻的左右兩側(cè)，如圖8.1.2所示。BASK信號的功率譜密度函數(shù)為將式（8.1.1）代入上式，得:(8.1.2)圖8.1.2uBASK的功率譜和帶寬與uB的功率譜一樣，PBASK(f)也由連續(xù)譜和離散譜兩部分構成。其中，離散譜可以用來提取同步信號，便于接收機實現(xiàn)乘積型同步檢波；連續(xù)譜則決定了uBASK的帶寬。如圖8.1.2所示，用零點帶寬度量，uBASK的帶寬為uB帶寬的兩倍，即

BWBASK=2fB

2．BASK調(diào)制

由圖8.1.1可以看出，BASK信號uBASK具有普通調(diào)幅信號的特點，又因為基帶信號uB是單級性信號，所以可以直接用乘法器使uB和載波uc=Ucmcosωct相乘來產(chǎn)生uBASK，如圖

8.1.3(a)所示。也可以用uB控制的電子開關實現(xiàn)，當uB=1時輸出uc，當uB=0時輸出零，如圖8.1.3(b)所示，又稱為開關鍵控（OOK）。圖8.1.3BASK調(diào)制(a)乘法器實現(xiàn)；(b)開關鍵控實現(xiàn)

3．BASK解調(diào)

1）包絡檢波

BASK信號的包絡檢波和信號檢測的電路框圖如圖8.1.4(a)所示，不計噪聲干擾時各階段的信號波形如圖8.1.4(b)所示。經(jīng)過信道傳輸后，信道噪聲對BASK信號uBASK加性干擾，得到接收信號ur。接收機首先對其濾波，去除信號頻帶之外的噪聲，得到包絡檢波的輸入電壓ui。包絡檢波的輸出電壓uo經(jīng)過采樣和判決，恢復碼元取值Ak。圖8.1.4中，ug為采樣脈沖，實現(xiàn)零階保持采樣；η為檢測門限。采樣得到uo的取值x，如果x>η，則判決Ak=1；如果x<η，則判決Ak=0。圖8.1.4uBASK的包絡檢波和信號檢測(a)電路框圖；(b)信號波形設信道噪聲為高斯白噪聲，均值為零。信道噪聲經(jīng)過帶通濾波，形成窄帶高斯噪聲n(t)，其均值不變，方差為σ2n。設帶通濾波器的增益kF=1，包絡檢波器的檢波增益kd=1。在假設H1下，發(fā)送Ak=1，此時uBASK=Usmcosωct，包絡檢波器的輸入電壓ui=Usmcosωct+n(t)，經(jīng)過檢波，根據(jù)正弦信號加窄帶高斯噪聲的統(tǒng)計特性，輸出電壓uo的取值x服從萊斯分布，其概率密度函數(shù)（PDF）為其中，Uom=Usm,為沒有n(t)時uo的幅度;I0(Uomx/σ2n)為宗數(shù)為Uomx/σ2n的0階第一類修正貝塞爾函數(shù)。在假設H0下，發(fā)送Ak=0，此時uBASK=0，ui=n(t)，經(jīng)過檢波，根據(jù)窄帶高斯噪聲的統(tǒng)計特性，uo的取值x服從瑞利分布，其PDF為用P(H1)和P(H0)分別代表發(fā)送Ak=1和Ak=0的概率，則誤碼率為(8.1.3)所以，參考P(H1)和P(H0)，調(diào)整檢測門限η到適當取值，可以使Pe降至最低，此時的η稱為最佳檢測門限。圖8.1.5uBASK的包絡檢波中的p(x|H1)、p(x|H0)和判決概率錯誤判決概率：(8.1.4)(8.1.5)觀察圖8.1.5中曲線下的面積可以看出，由p(x|H1)=p(x|H0)確定的η滿足Pe最小，從而實現(xiàn)了最佳信號檢測?？梢郧蟮米罴褭z測門限：將上式代入式（8.1.4）和式（8.1.5），計算出兩個錯誤判決概率，再代入式（8.1.3），就計算出了誤碼率。設

r代表功率信噪比，即單位電阻上信號的平均功率Ps與噪聲功率Pn之比。包絡檢波一般應用于r較大的接收機，此時，最佳檢測門限η≈0.5Uom，則其中，函數(shù)erfc(x)為標準高斯分布的補余誤差函數(shù)，其取

值隨著x的增大而單調(diào)下降，可以根據(jù)積分下限x查表得到

函數(shù)值。于是：

2）乘積型同步檢波

將圖8.1.4(a)中的包絡檢波器換成乘積型同步檢波器，就實現(xiàn)了uBASK的乘積型同步檢波和信號檢測，其電路框圖和不計噪聲干擾時各階段的信號波形分別如圖8.1.6(a)和(b)所示。圖中，本振信號ul=Ulmcosωct。仍然設信道噪聲是零均值高斯白噪聲，n(t)為其經(jīng)過帶通濾波后的窄帶高斯噪聲，方差為σ2n，帶通濾波器的增益kF=1。圖8.1.6uBASK的乘積型同步檢波和信號檢測(a)電路框圖；(b)信號波形在假設H1下，發(fā)送Ak=1，乘積型同步檢波器的輸入電壓ui=Usmcosωct+n(t)，經(jīng)過檢波，輸出電壓uo=Uom+nL(t)，其中，Uom為沒有n(t)時uo的幅度；nL(t)為n(t)經(jīng)過線性頻譜搬移得到的低通高斯噪聲，其均值和方差仍然不變，分別為零和σ2n。所以，uo的取值x服從均值為Uom，方差為σ2n的高斯分布，其PDF為在假設H0下，發(fā)送Ak=0，此時乘積型同步檢波器的輸入電壓ui=n(t)，經(jīng)過檢波，uo=nL(t)，所以，uo的取值x服從均值為零，方差為σ2n的高斯分布，其PDF為

p(x|H1)、p(x|H0)和各種判決概率如圖8.1.7所示，誤碼率Pe仍然根據(jù)式（8.1.3）計算。

不難看出，使檢測門限η=Uom/2，則在P(H1)=P(H0)=1/2時Pe最小，實現(xiàn)最佳信號檢測。此時，錯誤判決概率：圖8.1.7uBASK的乘積型同步檢波中的p(x|H1)、p(x|H0)和判決概率作變量代換，設則于是：當功率信噪比r較大時，上式可以寫為圖8.1.8給出了BASK解調(diào)中，包絡檢波和乘積型同步檢波的誤碼率隨功率信噪比的變化。顯然，提高功率信噪比有助于減小誤碼率。功率信噪比一樣時，就減小誤碼率而言，乘積型同步檢波優(yōu)于包絡檢波。圖8.1.8BASK解調(diào)的誤碼率Pe和功率信噪比r的關系8.1.2多進制ASK調(diào)制與解調(diào)

多進制數(shù)字基帶信號可以用不同幅度的矩形脈沖序列表示，即其中，碼元取值Ak=－（M－1），－(M－3），…，－1，1，…，M－3，M－1，這樣得到的是雙極性基帶信號；g(t)為單位矩形脈沖，持續(xù)時間為0~TB；TB為碼元的時間寬度。

uB對載波uc=Ucmcosωct調(diào)制得到的多進制ASK(MASK)信號為以四進制ASK調(diào)制為例，uMASK的波形如圖8.1.9所示。

uMASK等于M個幅度為Usm~(M－1)Usm的BASK信號的疊加，各個BASK信號功率譜重疊，如圖8.1.10所示。所以uMASK的帶寬與BASK信號的帶寬相同，即BWMASK=2fB。其中，fB=1/TB，為uB的碼元速率。

圖8.1.9uMASK的波形圖8.1.10uMASK的功率譜和帶寬

uMASK的實現(xiàn)過程如圖8.1.11(a)所示。首先，二進制數(shù)字代碼序列經(jīng)過2-M電平轉(zhuǎn)換變?yōu)槎噙M制數(shù)字基帶信號uB，再經(jīng)過乘法器產(chǎn)生uMASK。雙極性基帶信號生成的uMASK是雙邊帶調(diào)幅信號，對其解調(diào)可以采用乘積型同步檢波，如圖8.1.11(b)所示。圖8.1.11MASK調(diào)制和解調(diào)(a)乘法器調(diào)制；(b)乘積型同步檢波和信號檢測在假設Hi的前提下，發(fā)送Ak=i，i=－(M－1），…，

－1，1，…，M－1，噪聲是方差為σ2n的零均值高斯白噪聲，經(jīng)過乘積型同步檢波后，輸出電壓uo的取值x服從均值為iUom、方差為σ2n的高斯分布，其PDF為

p(x|Hi)如圖8.1.12所示，圖中給出了發(fā)送各個取值的Ak的概率相等，即P(Hi)=1/M時，實現(xiàn)最佳信號檢測的M－1個檢測門限：ηi+1=(i+1)Uom，i=－(M－1)，－(M－3)，…，M－3。

不失一般性，在假設H1的前提下，發(fā)送Ak=1，當η0<x<η2時可以作出正確判決，而當x<η0或x>η2時會作出錯誤判決。作變量代換，設則發(fā)送Ak=i(i=－(M－3)，…，－1，1，…，M－3)時的錯誤判決概率均由上式給出，即發(fā)送Ak=i（i=－（M－1）或i=M－1）時，因為只在一個方向上有檢測門限，所以錯誤判決概率減半，即這樣，統(tǒng)計得到的誤碼率為(8.1.6)不難判斷，

M的增加會增大誤碼率，而增大輸出電壓的取值間隔2Uom可以減小誤碼率。uMASK的平均功率：則平均功率信噪比：于是式（8.1.6）可以繼續(xù)寫為

8.2FSK調(diào)制與解調(diào)原理

8.2.1二進制FSK調(diào)制與解調(diào)

二進制數(shù)字基帶信號作為調(diào)制信號，對載波實現(xiàn)頻率調(diào)制，已調(diào)波用兩種不同的頻率體現(xiàn)調(diào)制信號信息，稱為二進制頻移鍵控（BFSK）調(diào)制，其逆過程稱為BFSK解調(diào)。

1．BFSK信號

BFSK信號的表達式為其中，Δω為相對于載頻ωc的頻偏。uBFSK的波形如圖8.2.1所示，分為相位連續(xù)和相位不連續(xù)兩種情況。圖8.2.1uBFSK的波形(a)相位連續(xù)；(b)相位不連續(xù)用碼元取值為Ak的基帶信號uB對頻率為ωc+Δω的載波uc1=Usmcos(ωc+Δω）t進行BASK調(diào)制，得到uBASK1，再用碼元取值為Ak=1－Ak的基帶信號uB=1－uB對頻率為ωc－Δω

的載波uc2=Usmcos(ωc－Δω）t進行BASK調(diào)制，得到uBASK2，將uBASK1和uBASK2疊加就產(chǎn)生了uBFSK，如圖8.2.2(a)所示?；谶@種理解，uBFSK的功率譜是uBASK1和uBASK2的功率譜的疊加，當P(H1)=P(H0)=0.5，即Ak=1和Ak=0等概率發(fā)送時，參考式（8.1.2），得:圖8.2.2uBFSK的功率譜和帶寬(a)時域疊加產(chǎn)生uBFSK；(b)頻域疊加產(chǎn)生PBFSK(f)

BFSK信號uBFSK可以通過直接調(diào)頻電路如壓控振蕩器（VCO）實現(xiàn)，如圖8.2.3(a)所示。不加控制電壓時，VCO的振蕩頻率為載頻ωc，前級電路將基帶信號uB轉(zhuǎn)換成雙極性控制電壓uΩ，uΩ的振幅UΩm與VCO的調(diào)頻比例常數(shù)kf決定了頻偏Δω，即Δω=kfUΩm。當Ak=1時，uΩ=UΩm，VCO的振蕩頻率為ωc+Δω；當Ak=0時，uΩ=－UΩm，VCO的振蕩頻率為ωc－Δω。這種實現(xiàn)方法產(chǎn)生相位連續(xù)的uBFSK，但是頻率穩(wěn)定度較差，存在過渡頻率，頻率轉(zhuǎn)換速率不能太高。uBFSK也可以用頻率鍵控實現(xiàn)，即用uB控制的電子開關實現(xiàn)，當Ak=1時接通輸出電壓為Usmcos(ωc+Δω）t的振蕩器，當Ak=0時接通輸出電壓為Usmcos(ωc－Δω）t

的振蕩器，如圖8.2.3(b)所示。這種方法的優(yōu)點是頻率穩(wěn)定度較好，沒有過渡頻率，頻率轉(zhuǎn)換速率可以做得很高，但是頻率轉(zhuǎn)換時，兩個振蕩器的輸出電壓不一定相等，所以產(chǎn)生的uBFSK的相位一般不連續(xù)。圖8.2.3BFSK調(diào)制(a)直接調(diào)頻實現(xiàn)；(b)頻率鍵控實現(xiàn)

3．BFSK解調(diào)

如前所述，BFSK信號uBFSK可以看做是基帶信號uB和uB

產(chǎn)生的兩路BASK信號uBASK1和uBASK2的疊加，因此，解調(diào)uBFSK時，可以采用BASK解調(diào)的方法，首先對uBFSK濾波產(chǎn)生uBASK1和uBASK2，然后對uBASK1和uBASK2作包絡檢波或乘積型同步檢波，再對兩路檢波結果作信號檢測，以期在噪聲的干擾下盡量準確地恢復uB。

1）包絡檢波

圖8.2.4所示為uBFSK的包絡檢波和信號檢測的電路框圖。功率分配器將信道噪聲加性干擾下的接收信號ur分為左右兩路，分別進入中心頻率為ωc+Δω和ωc－Δω的帶通濾波器，得到的兩路輸入電壓ui1和ui2經(jīng)過各自的包絡檢波產(chǎn)生輸出電壓uo1和uo2，經(jīng)過采樣和判決，恢復碼元取值Ak，其中ug為采樣脈沖。不計噪聲干擾時各階段的信號波形如圖8.2.5所示。圖8.2.4uBFSK的包絡檢波和信號檢測的電路框圖圖8.2.5uBFSK的包絡檢波和信號檢測的信號波形在假設H1的前提下，發(fā)送Ak=1，此時uo1是正弦信號加窄帶高斯噪聲n(t)的包絡，其取值x1服從萊斯分布，而uo2是n(t)的包絡，其取值x2服從瑞利分布。在假設H0的前提下，發(fā)送Ak=0，uo1和uo2交換統(tǒng)計特性。兩種假設下x1和x2的PDF分別為p(x1|H1)、p(x2|H1)、p(x1|H0)和p(x2|H0)，如圖8.2.6(a)和(b)所示。實現(xiàn)最佳信號檢測的判決準則可以設為圖8.2.6uBFSK的包絡檢波中的PDF(a)

p(x1|H1)和p(x2|H1)；(b)

p(x1|H0)和p(x2|H0)設uo1和uo2沒有噪聲時的幅度為Uom，n(t)的方差為σ2n，在假設H1的前提下，發(fā)送Ak=1，x1和x2的PDF分別為當x1<x2時作出錯誤判決，當功率信噪比r較大時，錯誤判決概率：在假設H0的前提下，發(fā)送Ak=0，錯誤判決概率P(H1|H0)=

P(H0|H1),所以，當P(H1)=P(H0)=1/2時，包絡檢波的誤碼率：

2）乘積型同步檢波

將圖8.2.4中的包絡檢波器換成乘積型同步檢波器，就實現(xiàn)了uBFSK的乘積型同步檢波和信號檢測。圖8.2.7所示為uBFSK的乘積型同步檢波和信號檢測的電路框圖。圖8.2.7uBFSK的乘積型同步檢波和信號檢測的電路框圖圖中，本振信號

ul1=Ulmcos(ωc+Δω)t

ul2=Ulmcos(ωc－Δω)t

不計噪聲干擾時各階段的信號波形如圖8.2.8所示。圖8.2.8uBFSK的乘積型同步檢波和信號檢測的信號波形在假設H1的前提下，發(fā)送Ak=1，乘積型同步檢波器的輸出電壓uo1為無噪聲時輸出電壓的幅度Uom加上方差為σ2n的低通高斯噪聲nL(t)，其取值x1服從均值為Uom、方差為σ2n的高斯分布，而uo2是nL(t)，其取值x2服從均值為零、方差為σ2n的高斯分布。在假設H0的前提下，發(fā)送Ak=0，uo1和uo2交換統(tǒng)計特性。兩種假設下x1和x2的PDF如圖8.2.9(a)和(b)所示。圖8.2.9uBFSK的乘積型同步檢波中的PDF(a)

p(x1|H1)和p(x2|H1)；(b)p(x1|H0)和p(x2|H0)實現(xiàn)最佳信號檢測的判決準則可以設為在假設H1的前提下，發(fā)送Ak=1時，x1和x2的PDF分別為當x1<x2時作出錯誤判決，設x=x1－x2，則錯誤判決的條件為x<0。作為兩個高斯分布隨機過程的線性疊加，x也服從高斯分布，其均值為x1和x2的均值之差，即Uom，x的方差(即

x的噪聲功率)則因為x1和x2的噪聲功率疊加而加倍，為2σ2n，所以x服從均值為Uom、方差為2σ2n的高斯分布，其PDF為于是，錯誤判決概率:在假設H0的前提下，發(fā)送Ak=0，錯誤判決概率P(H1|H0)=P(H0|H1)，所以，當P(H1)=P(H0)=1/2時，乘積型同步檢波的誤碼率：當功率信噪比r較大時，上式可以寫為圖8.2.10給出了BFSK解調(diào)中，包絡檢波和乘積型同步檢波的誤碼率隨功率信噪比的變化。圖中，乘積型同步檢波的誤碼率依然小于包絡檢波的誤碼率，而且兩個誤碼率都隨著功率信噪比的提高而減小。圖8.2.10BFSK解調(diào)的誤碼率Pe和功率信噪比r的關系8.2.2多進制FSK調(diào)制與解調(diào)

多進制數(shù)字基帶信號uB為單極性信號時，可以表示為其中，碼元取值Ak=0，1，…，M－1；g(t)為持續(xù)時間從0到TB的單位矩形脈沖；TB為碼元的時間寬度。利用M個不同頻率的輸出電壓Usmcosωcit（i=0,1,…，

M－1），uB調(diào)制得到的多進制FSK（MFSK）信號為以四進制FSK調(diào)制為例，uMFSK的波形如圖8.2.11所示。圖8.2.11uMFSK的波形

uMFSK可以看做是M個頻率分別為ωci(i=0,1,…，M－1)的BASK信號疊加而成的，所以uMFSK的帶寬由其中的最低載頻和最高載頻決定，即BWMFSK=(fcM－1－fc0)+2fB，其中，fB=1/TB為uB的碼元速率，如圖8.2.12所示。圖8.2.12uMFSK的功率譜和帶寬圖8.2.13(a)所示為uMFSK的實現(xiàn)過程。圖中，二進制數(shù)字代碼序列經(jīng)過2-M電平轉(zhuǎn)換變?yōu)槎噙M制數(shù)字基帶信號，再經(jīng)過頻率鍵控產(chǎn)生uMFSK。uMFSK的解調(diào)可以采用包絡檢波，如圖8.2.13(b)所示。通過比較各路輸出電壓的取值判決碼元取值，可以實現(xiàn)最佳信號檢測。圖8.2.13MFSK調(diào)制和解調(diào)(a)頻率鍵控調(diào)制；(b)包絡檢波和信號檢測在假設Hi的前提下，發(fā)送Ak=i(i=0，1，…，M－1),信道噪聲是零均值高斯白噪聲，第i路包絡檢波器的輸出電壓uoi是正弦信號加方差為σ2n的窄帶高斯噪聲n(t)的包絡，取值xi服從萊斯分布，其PDF為其中，Uom是沒有噪聲時uoi的幅度。其余各路包絡檢波器的輸出電壓uoj（j=0，1，…，M－1，j≠i）是n(t)的包絡，取值xj服從瑞利分布，其PDF為某路xj>xi的概率為任意一路xj>xi的概率為1－［1－P(xj>xi|Hi)］M－1，此時會作出錯誤判決，誤碼率為此級數(shù)的第一項為Pe的上限，即與BFSK調(diào)制相比，MFSK調(diào)制顯著提高了數(shù)據(jù)傳輸速率，使二進制碼元的速率提高到了BFSK調(diào)制下的lbM倍，但MFSK調(diào)制的誤碼率也明顯高于BFSK調(diào)制，而且?guī)掃h大于BFSK調(diào)制，頻帶利用率較低。

8.3PSK調(diào)制與解調(diào)原理

8.3.1二進制PSK調(diào)制與解調(diào)

二進制數(shù)字基帶信號作為調(diào)制信號，對載波實現(xiàn)相位調(diào)制，已調(diào)波用兩種不同的相位體現(xiàn)調(diào)制信號信息，稱為二進制相移鍵控（BPSK）調(diào)制，其逆過程稱為BPSK解調(diào)。

1．BPSK信號

BPSK信號有絕對相移和相對相移兩種類型。絕對相移BPSK信號記為uBPSK，其相對于載波的相位Δjk=0或Δjk=π,分別代表碼元取值Ak=1和Ak=0；相對相移BPSK信號記為uDBPSK，其通過相位變化代表Ak=1和Ak=0，Ak=1對應的uDBPSK起始相位與前一碼元對應的起始相位相反，即Δjk=π,Ak=0對應的uDBPSK起始相位與前一碼元對應的起始相位相同，即Δjk=0。無論是絕對相移還是相對相移，BPSK信號只有兩種相位，設載波uc=Ucmcosωct，以絕對相移BPSK信號為例，其表達式為

BPSK信號的波形如圖8.3.1所示。一個碼元的時間寬度中載波可以振蕩多個周期，當一個碼元中uDBPSK的相位變化為π的偶數(shù)倍時，若Ak=1，則該碼元對應的uDBPSK的起始相位與前一碼元對應的uDBPSK的終止相位相反，若Ak=0，則前后碼元銜接時uDBPSK同相；當一個碼元中uDBPSK的相位變化為π的奇數(shù)倍時，若Ak=1，則碼元銜接時uDBPSK相位連續(xù)，若Ak=0，則uDBPSK反相。圖8.3.2給出了BPSK信號的相位圖，給出了信號的兩種可能狀態(tài)對應的振幅和相位。圖8.3.1BPSK信號的波形圖8.3.2BPSK信號的相位圖無論是絕對相移還是相對相移，BPSK信號可以看做是取值為1或－1的雙極性調(diào)制信號uB對載波uc=Ucmcosωct調(diào)制產(chǎn)生的雙邊帶調(diào)幅信號。當P(H1)=P(H0)=0.5時，uB的功率譜密度函數(shù)為

PB(f)=TBSa2(πfTB)

其中，

TB為uB的碼元時間寬度。作為雙極性調(diào)制信號，Ak=1和Ak=0等概率發(fā)送時，uB在統(tǒng)計意義上沒有直流分量，所以PB(f)中沒有離散譜。BPSK信號的功率譜密度函數(shù)為如圖8.3.3所示，BPSK信號的帶寬BWBPSK/DBPSK=2fB。其中，fB=1/TB,為uB的碼元速率。圖8.3.3BPSK信號的功率譜和帶寬

2．BPSK調(diào)制

作為雙邊帶調(diào)幅信號，絕對相移BPSK信號uBPSK可以用乘法器使雙極性基帶信號uB和載波uc=Ucmcosωct相乘來實現(xiàn)，如圖8.3.4(a)所示，其中:這種方法稱為直接調(diào)相法。也可以將載波uc作為一路輸入，經(jīng)過移相器反相后的－uc作為另一路輸入，通過數(shù)字邏輯電路，當Ak=1時選擇輸出uc，當Ak=0時選擇輸出－uc，則也可實現(xiàn)uBPSK，如圖8.3.4(b)所示，這種方法稱為相位選擇法。圖8.3.4絕對相移BPSK調(diào)制(a)直接調(diào)相法實現(xiàn)；(b)相位選擇法實現(xiàn)直接通過調(diào)制電路實現(xiàn)相對相移BPSK信號uDBPSK比較復雜，一般采用間接方法，即首先利用差分編碼電路將碼元由原來的絕對碼Ak變換為差分碼Bk，變換關系為

再通過絕對相移BPSK調(diào)制，對Bk產(chǎn)生絕對調(diào)相信號，對Ak

就實現(xiàn)了uDBPSK，如圖8.3.5所示。圖8.3.5相對相移BPSK調(diào)制(a)電路框圖；(b)碼元序列和波形

3．BPSK解調(diào)

BPSK信號的解調(diào)分為相干檢波和差分相干檢波。

1）相干檢波

絕對相移BPSK信號uBPSK的相干檢波和信號檢測的電路框圖如圖8.3.6(a)所示。圖中，本振信號ul=Ulmcosωct。不計噪聲干擾時各階段的信號波形如圖8.3.6(b)所示。圖8.3.6uBPSK的相干檢波和信號檢測(a)電路框圖；(b)信號波形無噪聲時乘積型同步檢波器的輸出電壓uo的幅度為Uom。在假設H1的前提下，發(fā)送Ak=1，uo的取值x服從均值為Uom、方差為σ2n的高斯分布；在假設H0的前提下，發(fā)送Ak=0，

x服從均值為－Uom、方差為σ2n的高斯分布。兩種情況下

x的PDF分別為p(x|H1)、p(x|H0)和各種判決概率如圖8.3.7所示。圖8.3.7uBPSK的相干檢波中的p(x|H1)、p(x|H0)和判決概率此時，錯誤判決概率P(H1｜H0)=P(H0|H1)，誤碼率：(8.3.1)當功率信噪比r較大時，上式可以寫為相對相移BPSK信號uDBPSK也可以通過以上相干檢波和信號檢測來解調(diào)，但是需要對解調(diào)后的碼元進行碼變換，把結果從差分碼Bk變換回原來的絕對碼Ak。變換關系為

uDBPSK的相干檢波如圖8.3.8所示。圖8.3.8uDBPSK的相干檢波(a)電路框圖；(b)波形和碼元序列當Bk－1和Bk都不出現(xiàn)誤碼或都出現(xiàn)誤碼時，Ak不會出現(xiàn)誤碼；只有當Bk－1和Bk中的一個出現(xiàn)誤碼而另一個不出現(xiàn)誤碼時，Ak才出現(xiàn)誤碼。Bk－1或Bk的誤碼率為PeB，則不誤碼的概率為1－PeB?？紤]到同時存在兩種可能性，包括Bk－1誤碼而Bk不誤碼以及Bk－1不誤碼而Bk誤碼，Ak的誤碼率為

PeA和PeB的關系如圖8.3.9所示。當PeB<0.5時，PeA>PeB，

而且PeB越小，二者差異越明顯。因為碼變換用差分碼的前后兩個碼元恢復一個絕對碼的碼元，所以必然會造成變化后誤碼率增加。圖8.3.9uDBPSK相干檢波的PeA隨PeB的變化

2）差分相干檢波

相對相移BPSK信號uDBPSK更適合應用差分相干檢波，將圖8.3.6(a)中的本振信號換成uDBPSK延遲一個碼元時間寬度TB的信號，就實現(xiàn)了差分相干檢波和信號檢測，其電路框圖和不計噪聲干擾時各階段的信號波形分別如圖8.3.10(a)和圖(b)所示。圖8.3.10uDBPSK的差分相干檢波和信號檢測(a)電路框圖；(b)信號波形經(jīng)過中心頻率為ωc的帶通濾波器后，具有隨機振幅an(t)和隨機相位θn(t)的窄帶高斯噪聲可以表示為或其中，nR(t)=an(t)cosqn(t)和nI(t)=an(t)sinqn(t)為n(t)的一對正交分量。不妨設ui(t)和ui(t－TB)的噪聲分別為n1(t)和n2(t)，則有：經(jīng)過乘法器和低通濾波器后，輸出電壓：根據(jù)等式：得：其中：最佳信號檢測要求檢測門限η=0。在假設H1的前提下，發(fā)送Ak=1，此時，如果uo<0，則采樣后正確判決Ak=1；如果uo>0，則采樣后錯誤判決Ak=0。錯誤判決概率:因為n1(t)和n2(t)都是方差為σ2n的零均值窄帶高斯噪聲，而且彼此統(tǒng)計獨立，所以n1(t)+n2(t)和n1(t)－n2(t)都是均值為零、方差為2σ2n的窄帶高斯噪聲。e1等價為在n1(t)+n2(t)的干擾下信號2Usmcosωct的包絡，其取值x1服從萊斯分布:

e2則是n1(t)－n2(t)的包絡，其取值x2服從瑞利分布:當功率信噪比r較大時，錯誤判決概率:在假設H0的前提下，發(fā)送Ak=0，錯誤判決概率P(H1|H0)=

P(H0|H1)。所以，當P(H1)=P(H0)=1/2時，uDBPSK的差分相干檢波的誤碼率：圖8.3.11對比了BPSK解調(diào)中uBPSK的相干檢波和uDBPSK的差分相干檢波的誤碼率。uDBPSK的差分相干檢波中，因為前后碼元噪聲功率疊加，所以誤碼率大于uBPSK的相干檢波的誤碼率。提高功率信噪比依然有助于減小誤碼率。圖8.3.11BPSK解調(diào)的誤碼率Pe和功率信噪比r的關系8.3.2多進制PSK——QPSK調(diào)制與解調(diào)

多進制PSK（MPSK）信號通過M種相位或相位變化來代表不同的碼元取值，常見的是四進制PSK（QPSK）信號。

1．QPSK信號

絕對相移QPSK信號uQPSK通過相對于載波uc=Ucmcosωct的4種不同相位攜帶碼元信息，其表達式為(8.3.2)式中，相位jk的取值包括±π/4，±3π/4。兩位連續(xù)碼元構成雙比特組碼元(A1k,A2k)，其4種取值與jk一一對應。有多種相位邏輯可以表征這種對應關系，表8.3.1給出了其中的一種。該相位邏輯決定的uQPSK的波形和相位圖分別如圖8.3.12和圖8.3.13所示。圖8.3.12QPSK信號的波形圖8.3.13QPSK信號的相位圖相對相移QPSK信號uDQPSK通過相位變化體現(xiàn)雙比特組碼元(A1k,A2k)的信息，4個相位變化量Δjk與(A1k,A2k)的4種取值一一對應，如表8.3.1所示。變化前和變化后，相位jk的取值仍然只包括±π/4或±3π/4，所以uDQPSK的表達式也可以寫為式（8.3.2）的形式，但是各時段jk的取值一般不同于uQPSK。圖8.3.12和圖8.3.13也分別給出了uDQPSK的波形和相位圖。式（8.3.2）可以寫為其中，I=Usmcosjk，Q=－Usmsinjk，分別稱為同相支路（I支路）信號和正交支路（Q支路）信號。不妨取，則（A1k,A2k)與I和Q的碼元-電平轉(zhuǎn)換關系如表8.3.1所示。所以，uQPSK和uDQPSK是兩路正交的BPSK信號Icosωct和Qsinωct疊加而成的，其帶寬與每路BPSK信號的帶寬一樣。但是，因為進行了雙比特組碼元的并行傳輸，每路BPSK信號的傳輸速率減半，帶寬也只有原來的一半，所以QPSK信號的帶寬BWQPSK/DQPSK=fB。

2．QPSK調(diào)制

絕對相移QPSK信號uQPSK可以通過直接調(diào)相法或相位選擇法實現(xiàn)。直接調(diào)相法基于雙比特組碼元(A1k,A2k)，通過碼元

-電平轉(zhuǎn)換根據(jù)表8.3.1產(chǎn)生I和Q，分別通過乘法器調(diào)制一

對正交載波cosωct和sinωct，生成兩路正交的BPSK信號

Icosωct和Qsinωct，疊加產(chǎn)生uQPSK，如圖8.3.14(a)所示。圖8.3.14絕對相移QPSK調(diào)制——直接調(diào)相法(a)電路框圖；(b)矢量合成過程的相位圖圖8.3.14(b)所示的相位圖中，I支路BPSK信號為cosωct或－cosωct，Q支路BPSK信號為－sinωct或sinωct，在任何情況下，I支路和Q支路的BPSK信號都是正交的，經(jīng)過矢量合成可產(chǎn)生四種相位的uQPSK。相位選擇法將載波cosωct經(jīng)過±π/4、±3π/4四種相移后作為四路輸入，通過數(shù)字邏輯電路，根據(jù)雙比特組碼元的四種取值選擇一路輸出，從而實現(xiàn)uQPSK，如圖8.3.15所示。圖8.3.15絕對相移QPSK調(diào)制——相位選擇法為了實現(xiàn)相對相移QPSK信號uDQPSK，首先利用差分編碼電路將雙比特組碼元由原來的絕對碼(A1k,A2k)變換為差分碼(B1k,B2k)，變換關系為再通過絕對相移QPSK調(diào)制，就實現(xiàn)了uDQPSK，如圖8.3.16所示。圖8.3.16相對相移QPSK調(diào)制(a)電路框圖；(b)碼元序列和波形

3．QPSK解調(diào)

作為兩路正交的BPSK信號的疊加，絕對相移QPSK信號uQPSK的解調(diào)可以采用類似于BPSK信號的相干檢波，其電路框圖和不計噪聲干擾時各階段的信號波形分別如圖8.3.17和圖

8.3.18所示。圖8.3.17uQPSK的相干檢波和信號檢測的電路框圖圖8.3.18uQPSK的相干檢波和信號檢測的信號波形接收機中，受到信道噪聲加性干擾的接收信號ur首先經(jīng)過帶通濾波器，去除信號頻帶之外的噪聲。然后，功率分配器將ur分為左右兩路，成為乘積型同步檢波器的輸入電壓ui1和ui2。乘積型同步檢波器提供一對正交本振信號cosωct和sinωct。ui1和ui2分別與cosωct和sinωct相乘。相乘結果經(jīng)過低通濾波，得到輸出電壓uo1和uo2。uo1和uo2經(jīng)過采樣和判決，分別得到I和Q。最后，電平-碼元轉(zhuǎn)換器根據(jù)I和Q恢復雙比特組碼元（A1k,A2k)。只要有一路BPSK信號出現(xiàn)誤碼，則uQPSK的相干檢波就出現(xiàn)誤碼，于是，uQPSK相干檢波的誤碼率為通過以上相干檢波和信號檢測來解調(diào)相對相移QPSK信號uDQPSK時，需要將解調(diào)的雙比特組碼元由差分碼(B1k,B2k)變換回原來的絕對碼(A1k,A2k)，變換關系為uDQPSK的相干檢波如圖8.3.19所示。圖8.3.19uDQPSK的相干檢波(a)電路框圖；(b)波形和碼元序列當B1k－1

B1k和B2k－1·B2k中一個錯誤而另一個正確時，A1k才出現(xiàn)誤碼，所以A1k的誤碼率為

當B2k－1和B2k中一個出現(xiàn)誤碼而另一個不誤碼時，A2k出現(xiàn)誤碼，誤碼率為

PeA2=2（1－PeB）PeB

PeA1、PeA2和PeB的關系如圖8.3.20所示。由圖8.3.20可知，A1k的誤碼率略大于A2k的誤碼率，二者都高于碼變換前的誤碼率。圖8.3.20uDQPSK相干檢波的PeA1、PeA2隨PeB的變化

8.4現(xiàn)代數(shù)字調(diào)制與解調(diào)

ASK、FSK、PSK調(diào)制和解調(diào)是數(shù)字調(diào)制和解調(diào)的三種最基本方式，普遍具有帶寬允許的碼元速率較低，誤碼率較高的缺點。為了提高頻帶利用率，提高通信的抗干擾能力，以這三種基本數(shù)字調(diào)制和解調(diào)為基礎，發(fā)展出了一系列改進的數(shù)字調(diào)制方式，廣泛應用于現(xiàn)代數(shù)字通信中，包括正交振幅調(diào)制（QAM）、偏移QPSK（OQPSK）調(diào)制和最小頻移鍵控（MSK）調(diào)制等。8.4.1QAM

QAM可以實現(xiàn)兩路基帶信號的同時傳輸。每路基帶信號對載波進行ASK調(diào)制。兩路載波正交，可以將兩路ASK信號疊加后在同一頻帶內(nèi)同時傳輸，從而提高了頻帶利用率。二進制QAM比BASK調(diào)制的頻帶利用率提高了一倍，采用多進制QAM則可以進一步提高頻帶利用率。下面以多進制QAM為例說明QAM信號的調(diào)制和解調(diào)。兩路碼元取值分別為Ak和Bk的二進制數(shù)字基帶信號經(jīng)過2-M電平轉(zhuǎn)換變?yōu)閮陕范噙M制雙極性數(shù)字基帶信號uB1和uB2，經(jīng)過乘法器與一對正交載波cosωct和sinωct分別相乘，得到兩路MASK信號uMASK1和uMASK2，二者疊加形成QAM信號uQAM，如圖8.4.1(a)所示。QAM信號的解調(diào)采用相干檢波，如圖8.4.1(b)所示。圖8.4.1QAM(a)調(diào)制電路框圖；(b)解調(diào)電路框圖四進制數(shù)字基帶信號調(diào)制得到的QAM信號有16種狀態(tài)，所以記為16-QAM。16-QAM信號的相位圖如圖8.4.2(a)所示，信號的16種狀態(tài)是兩路四進制MASK信號疊加的結果。由圖8.4.2(a)可以看出，16-QAM信號有3種振幅和12種相位。圖8.4.2(b)給出了二進制數(shù)字基帶信號產(chǎn)生的4-QAM信號的相位圖。如果兩路基帶信號分別是來自雙比特組碼元的I支路信號和Q支路信號，則此時QAM的結果與QPSK調(diào)制的結果一樣。這說明可以只對一路基帶信號實現(xiàn)QAM，通過提高碼元速率成倍增加頻帶利用率。圖8.4.2QAM信號的相位圖(a)

16-QAM；(b)

4-QAM圖8.4.3(a)給出了一路基帶信號的8-QAM。圖8.4.3(a)中，每三位連續(xù)碼元構成的三比特組碼元(A1k,A2k,A3k)經(jīng)過碼元

-電平轉(zhuǎn)換，得到I支路、Q支路和控制支路（C支路）信號

I、Q和C，再經(jīng)過2-4電平轉(zhuǎn)換，根據(jù)表8.4.1獲得兩路四種

電壓，分別調(diào)制一對正交載波cosωct和sinωct，疊加得到

8-QAM信號u8-QAM。其相位圖如圖8.4.3(b)所示。圖8.4.38-QAM(a)電路框圖；(b)相位圖圖8.4.3(b)中給出了u8-QAM的8種狀態(tài)對應的(A1k,A2k,A3k)的8種取值。u8-QAM有2種振幅(即Usm和3Usm)和4種相位(即±π/4和±3π/4)。如果I支路、Q支路和C支路的碼元速率與BASK調(diào)制時的碼元速率相同，則8-QAM的碼元速率提高到了BASK調(diào)制時的三倍。8.4.2OQPSK調(diào)制

當數(shù)字基帶信號由矩形脈沖構成時，QPSK信號經(jīng)過帶寬有限的電路后，其包絡會產(chǎn)生起伏。

圖8.4.4給出了QPSK信號的相位變化情況。由圖8.4.4可以發(fā)現(xiàn)，當兩個正交支路信號I

和Q同時變化時，相位變化最大，為±π;當I和Q中只有一個變化時，相位變化較小，為±π/2。圖8.4.4QPSK信號的相位變化

OQPSK調(diào)制通過信號延遲，把I

和Q在時間上錯開一個碼元時間寬度TB，從而錯開了I和Q變化的時刻，保證二者不同時發(fā)生變化，如圖8.4.5所示，相位變化因此被限制在了

±π/2，從而OQPSK信號的包絡起伏明顯小于QPSK信號，在一定程度上解決了非線性電路擴展信號功率譜的問題。圖8.4.5OQPSK信號的相位變化

I

或Q的時間延遲并不影響其所屬支路BPSK信號的帶寬，所以OQPSK信號的帶寬和QPSK信號的帶寬相同。

在QPSK調(diào)制過程中給I或Q添加TB的信號延遲，就實現(xiàn)了OQPSK信號uOQPSK，如圖8.4.6(a)所示。解調(diào)時，相應

支路的采樣時刻也需要延遲TB，如圖8.4.6(b)所示。圖8.4.6OQPSK(a)調(diào)制電路框圖；圖8.4.6OQPSK(b)解調(diào)電路框圖8.4.3MSK調(diào)制

OQPSK調(diào)制雖然通過減小信號的相位變化限制了包絡起伏，增強了對非線性電路的適應能力，但是因為仍然存在±π/2的相位變化，所以還不是最佳的調(diào)制。最佳的恒包絡調(diào)制要求信號的相位連續(xù)，通過不同的頻率來區(qū)分各個碼元取值，實際上是要求相位連續(xù)的FSK調(diào)制。

BFSK調(diào)制中，兩個頻率下的BFSK信號之間的相關程度對乘積型同步檢波的誤碼率有明顯影響，減小相關程度可以減小誤碼率。設兩個頻率分別為ωc+Δω和ωc－Δω，則上述相關程度可以用歸一化互相關系數(shù)衡量:MSK信號的表達式可以寫為(8.4.1)為了保證相位連續(xù)，有

sk+1(k+1)p

/2+jk+1=sk(k+1)p

/2+jk即如果最初取j0=0，則各個jk都是π的整數(shù)倍。圖8.4.7給出了j(t)的變化過程，稱為相位路徑。圖8.4.7uMSK的相位路徑式（8.4.1）可以展開為其中，I=Usmcosjk，Q=－Usmskcosjk。不妨取Usm=1，又因為jk是π的整數(shù)倍，

sk取1或－1，所以I和Q彼此獨立地在1和－1之間取值，可以用雙比特組碼元(A1k,A2k)產(chǎn)生。同時，uMSK的相位滿足:為了保證j(t)連續(xù)，I的取值變化應該發(fā)生在

，即TB的奇數(shù)倍時刻，而Q的取值變化應該發(fā)生在，即TB的偶數(shù)倍時刻，這就要求I和Q的變化時刻應該錯開TB?；谏鲜稣J識，可以設計出一種MSK調(diào)制的電路框圖，如圖8.4.8(a)所示。作為BFSK信號，uMSK的解調(diào)可以采用與BFSK解調(diào)一樣的包絡檢波，也可以采用如圖8.4.8(b)所示的相干檢波。乘積型同步檢波給出的都是低頻信號，因此不宜繼續(xù)采用乘積型同步檢波。為了取出I和Q，電路采用積分器，對兩個低頻信號分別在和的半個周期積分，結果的正負與I和Q的正負一致，所以根據(jù)積分結果能判決I和Q的取值。圖8.4.8MSK(a)調(diào)制電路框圖；圖8.4.8MSK(b)解調(diào)電路框圖如果使矩形脈沖構成的基帶信號通過高斯低通濾波器，再進行MSK調(diào)制，則稱為高斯最小頻移鍵控（GMSK）調(diào)制。如圖8.4.9所示，與MSK信號相比，GMSK信號的功率譜

在主瓣外衰減得更明顯。在便攜式移動通信系統(tǒng)等對帶外輻射功率有嚴格限制的場合，GMSK調(diào)制得到了廣泛的應用。圖8.4.9MSK信號和GMSK信號的歸一化功率譜8.5集成器件與應用電路舉例

基于I/Q信號的正交調(diào)制和解調(diào)，包括QPSK、QAM、OQPSK和MSK，由于其頻帶利用率和抗干擾能力比較好，

因而獲得了較為廣泛的應用，是現(xiàn)代通信和雷達系統(tǒng)的重要組成部分。8.5.1RF2422正交調(diào)制器

RF2422正交調(diào)制器對輸入的I/Q信號和載波實現(xiàn)正交調(diào)

制。I/Q信號的頻率可以到250MHz，I/Q信號的直流分量一般為3V，交流分量振幅最大為1V，輸入電阻為30kΩ。載波的頻率范圍為800~2500MHz，輸入功率為－6~6dBm，頻率高于2GHz時，輸入電阻為50Ω，頻率較低時，因為允許很小的輸入功率。所以一般不必考慮阻抗匹配。射頻已調(diào)波的功率范圍為

－3~3dBm，頻率高于2GHz時，輸出電阻為50Ω，頻率較低時輸出電阻有較大變化，需要阻抗匹配網(wǎng)絡提高功率傳輸效率。直流輸入電壓的范圍為4.5~6V，工作時直流電壓源提供45mA的電流，低功耗時電流不超過25μA。

RF2422的內(nèi)部電路如圖8.5.1所示，包括I/Q信號差分放大單元、載波相移單元、載波限幅放大單元、兩個雙平衡乘法單元、求和放大單元、射頻放大單元以及功率控制單元。如果采用不平衡輸入方式，則I/Q信號分別作為差模信號輸入引腳15、16，引腳1、2輸入的參考電壓分別等于I/Q信號的直流分量。如果采用平衡輸入方式，則可以通過不平衡-平衡轉(zhuǎn)換把一對反相的I信號分別輸入引腳16、1，把一對反相的Q信號分別輸入引腳15、2。

I/Q信號經(jīng)過差分放大后分別送入兩個雙平衡乘法單元。載波從引腳6輸入，經(jīng)過相移生成一對正交載波，分別經(jīng)過限幅放大后輸入兩個雙平衡乘法單元。雙平衡乘法單元輸出的兩路正交信號經(jīng)過求和與放大，得到的射頻已調(diào)波從引腳9輸出。引腳3、4、5為載波相移單元提供接地。引腳7外接直流電壓源，為除射頻放大單元以外的其余電路提供直流電壓。射頻放大單元的接地和直流電壓分別由引腳10、11提供。圖8.5.1RF2422的內(nèi)部電路圖8.5.2所示的RF2422應用電路可以實現(xiàn)對2~2.5GHz載波的正交調(diào)制，載波uc的輸入和射頻已調(diào)波uo的輸出都需要特性阻抗為50Ω的微帶線，以減小連接處的功率反射。圖8.5.2RF2422的應用電路8.5.2AD8348正交解調(diào)器

AD8348正交解調(diào)器對輸入的中頻已調(diào)波和本振信號實現(xiàn)正交解調(diào)，輸出I/Q信號，并且可以選擇對中頻已調(diào)波進行可變增益放大，也可以選擇對I/Q信號進行放大。中頻已調(diào)

波的頻率為50MHz~1.0GHz，信號帶寬可以達到60MHz。如果輸入可變增益放大器，則中頻已調(diào)波的輸入電阻為150~230Ω，典型值為190Ω，從中頻已調(diào)波到I/Q信號，

增益受到可變增益放大器的控制，范圍為－14~33dB，增益的3dB帶寬最大為500MHz；如果不輸入可變增益放大器，則中頻已調(diào)波的輸入電阻為150~240Ω，典型值為200Ω，從中頻已調(diào)波到I/Q信號的增益為12dB。本振信號的頻率范圍為200MHz~4.0GHz，輸入功率為

－10~0dBm，輸入電阻為320Ω。I/Q信號的振幅失衡不超

過0.3dB，正交相位誤差的均方根不超過0.6°，輸出電阻為40Ω，輸出電流最大為2.5mA。對I/Q信號放大時，增益為20dB，放大后，I/Q信號的峰-峰值一般為2V。直流輸入電壓的范圍為2.7~5.5V，工作時直流電壓源提供48mA的電流，低功耗時電流不超過65μA。

AD8348的內(nèi)部電路如圖8.5.3所示，主要包括直流偏置單元、可變增益放大單元、增益控制單元、多路轉(zhuǎn)換單元、兩個吉爾伯特乘法單元、正交相位分離單元以及I/Q信號放大單元。中頻已調(diào)波交流耦合輸入引腳11，引腳10交流接地。增益控制電壓輸入引腳17，增益控制單元為可變增益放大單元提供精確的線性分貝增益控制和溫度補償，增益控制電壓

的范圍為0.2~1.2V，取值越大，增益越小。圖8.5.3AD8348的內(nèi)部電路經(jīng)過可變增益放大單元，中頻已調(diào)波輸入兩個吉爾伯特乘法單元。中頻已調(diào)波也可以不經(jīng)過可變增益放大單元，直接經(jīng)過引腳18、19以差模方式輸入吉爾伯特乘法單元。引腳24的使能信號通過多路轉(zhuǎn)換單元選擇中頻已調(diào)波，如果使能信號為5.5V，則可變增益放大單元工作，吉爾伯特乘法單元接收經(jīng)過放大的中頻已調(diào)波；如果使