第六章集成運(yùn)算放大器電路原理6.1集成運(yùn)算放大器的電路特點(diǎn)6.2電流源電路6.3差動(dòng)放大電路6.4集成運(yùn)算放大器的輸出級(jí)電路6.5集成運(yùn)放電路舉例6.6

MOS集成運(yùn)算放大器6.7集成運(yùn)算放大器的主要性能指標(biāo)6.1集成運(yùn)算放大器的電路特點(diǎn)集成運(yùn)放是一種多級(jí)放大電路，性能理想的運(yùn)放應(yīng)該具有電壓增益高、輸入電阻大、輸出電阻小、工作點(diǎn)漂移小等特點(diǎn)。與此同時(shí)，在電路的選擇及構(gòu)成形式上又要受到集成工藝條件的嚴(yán)格制約。因此，集成運(yùn)放在電路設(shè)計(jì)上具有許多特點(diǎn)，主要有：

(1)級(jí)間采用直接耦合方式。目前，采用集成電路工藝還不能制作大電容和電感。因此，集成運(yùn)放電路中各級(jí)間的耦合只能采用直接耦合方式。

(2)盡可能用有源器件代替無(wú)源元件。集成電路中制作的電阻、電容，其數(shù)值和精度與它所占用的芯片面積成比例，數(shù)值越大，精度越高，則占用芯片面積就越大。相反，制作晶體管不僅方便(因?yàn)橹圃旃ば蚓褪前粗谱髯罴研阅艿腘PN晶體管而設(shè)計(jì)的)，而且占用芯片面積也小。所以在集成運(yùn)放電路中，一方面應(yīng)避免使用大電阻和電容，另一方面應(yīng)盡可能用晶體管去代替電阻、電容。

(3)利用對(duì)稱結(jié)構(gòu)改善電路性能。由集成工藝制造的元器件其參數(shù)誤差較大，但同類元器件都經(jīng)歷相同的工藝流程，所以它們的參數(shù)一致性好。另外，元器件都做在基本等溫的同一芯片上，所以溫度的匹配性也好。因此，在集成運(yùn)放的電路設(shè)計(jì)中，應(yīng)盡可能使電路性能取決于元器件參數(shù)的比值，而不依賴于元器件參數(shù)本身，以保證電路參數(shù)的準(zhǔn)確及性能穩(wěn)定。集成運(yùn)放電路形式多樣，各具特色。但從電路的組成結(jié)構(gòu)看，它一般是由輸入級(jí)、中間放大級(jí)、輸出級(jí)和電流源四部分組成，如圖6.1.1所示。輸入級(jí)通常采用對(duì)稱結(jié)構(gòu)的差動(dòng)放大器，中間級(jí)多采用有源負(fù)載的共射極放大器，射隨器或互補(bǔ)射隨器常用來(lái)作輸出級(jí)，而各級(jí)的偏流和有源負(fù)載均由電流源提供。下面將分別介紹這些電路的基本形式，重點(diǎn)討論電流源電路和差動(dòng)放大電路。圖6.1.1集成運(yùn)算放大器組成框圖6.2電流源電路

1.單管電流源電路圖6.2.1(a)畫出了晶體管基極電流為IB的一條輸出特性曲線。由圖可見(jiàn)，當(dāng)IB一定時(shí)，只要晶體管不飽和也不擊穿，IC就基本恒定。因此，固定偏流的晶體管，從集電極看進(jìn)去相當(dāng)于一個(gè)電流源。由交流等效電路可知，它的動(dòng)態(tài)內(nèi)阻為rce，是一個(gè)很大的電阻。為了使IC更加穩(wěn)定，可以采用分壓式偏置電路(即引入電流負(fù)反饋)，便得到圖6.2.1(b)所示的單管電流源電路。圖6.2.1單管電流源電路(a)晶體管的恒流特性；(b)電流源電路；(c)等效電流源表示法圖6.2.1(c)為該電路等效的電流源表示法，圖中Ro為等效電流源的動(dòng)態(tài)內(nèi)阻。利用圖6.2.1(b)電路的交流等效電路可以證明，Ro近似為(6.2.1)式中，RB=R1‖R2。rce=UA/ICQ,若晶體管厄爾利電壓UA=100V，工作點(diǎn)電流ICQ=50μA,則rce=2MΩ。

2.鏡像電流源

在單管電流源中，要用三個(gè)電阻，所以不便集成。為此，用一個(gè)與恒流管完全相同的晶體管V1,將集電極和基極短接在一起來(lái)代替電阻R2和R3，便得到圖6.2.2所示的鏡像電流源電路。由圖可知，參考電流Ir為(6.2.2)由于兩管的e結(jié)連在一起，因此IB相同，IC也相同。由圖可知因此可得(6.2.3)如果β1>>1,則IC2≈Ir?？梢?jiàn)，只要Ir一定，IＣ2就恒定；改變Ir,IC2也跟著改變。兩者的關(guān)系好比物與鏡中的物像一樣，故稱為鏡像電流源。圖6.2.2鏡像電流源將上述原理推廣，可得多路鏡像電流源，如圖6.2.3所示。圖中為三路電流源，V5管是為了提高各路電流的精度而設(shè)置的。因?yàn)樵跊](méi)有V5管時(shí)，IC1=Ir－4IB1,加了V5管后，IC1=Ir－4IB1/(1+β5)，故可得(6.2.4)因β1(1+β5)>>4容易滿足，所以各路電流更接近Ir，并且受β的溫度影響也小。圖6.2.3多路鏡像電流源在集成電路中，多路鏡像電流源是由多集電極晶體管實(shí)現(xiàn)的，圖6.2.4(a)電路就是一個(gè)例子。它利用一個(gè)三集電極橫向PNP管(橫向PNP管是采用標(biāo)準(zhǔn)工藝，在制作NPN管過(guò)程中同時(shí)制作出來(lái)的一種PNP管)組成雙路電流源，其等價(jià)電路如圖6.2.4(b)所示。圖6.2.4多集電極晶體管鏡像電流源(a)三集電極橫向PNP管電路；(b)等價(jià)電路

3.比例電流源如果希望電流源的電流與參考電流成某一比例關(guān)系，可采用圖6.2.5所示的比例電流源電路。由圖可知(6.2.5)因?yàn)樗?6.2.6)當(dāng)兩管的射極電流相差10倍以內(nèi)時(shí)：

即室溫下，兩管的UBE相差不到60mV，僅為此時(shí)兩管UBE電壓(>600mV)的10%。因此，可近似認(rèn)為UBE1≈UBE2。這樣，式(6.2.5)簡(jiǎn)化為若β1，則IE1≈Ir,IE2≈IC2,由此得出(6.2.7)(6.2.8)

可見(jiàn)，IC2與Ir成比例關(guān)系，其比值由R1和R2確定。參考電流Ir現(xiàn)在應(yīng)按下式計(jì)算：(6.2.9)

4.微電流電流源在集成電路中，有時(shí)需要微安級(jí)的小電流。如果采用鏡像電流源，Rr勢(shì)必過(guò)大。這時(shí)可令圖6.2.5電路中的R1=0,便得到圖6.2.6所示的微電流電流源電路。由式(6.2.5)、(6.2.6)可知，在R1=0時(shí)：當(dāng)β1>>時(shí)，IE1≈Ir,IE2≈IC2，由此可得(6.2.10)

圖6.2.6微電流電流源

此式表明，當(dāng)Ir和所需要的小電流一定時(shí)，可計(jì)算出所需的電阻R2。例如，已知Ir=1mA,要求IC2=10μA時(shí)，則R2為如果UCC=15V，要使Ir=1mA,則Rr≈15kΩ。由此可見(jiàn)，要得到10μA的電流，在UCC=15V時(shí)，采用微電流電流源電路，所需的總電阻不超過(guò)27kΩ。如果采用鏡像電流源，則電阻Rr要大到1.5MΩ。

五、負(fù)反饋型電流源以上介紹的幾種電流源，雖然電路簡(jiǎn)單，但有兩個(gè)共同的缺點(diǎn)：一是動(dòng)態(tài)內(nèi)阻不夠大，二是受β變化的影響比較大。解決的辦法是在電路中引入電流負(fù)反饋。圖6.2.7電路就是一種常用的負(fù)反饋型電流源，又稱為威爾遜電流源。圖6.2.7威爾遜電流源它是通過(guò)在恒流管V3的射極和基極之間接入一個(gè)鏡像電流源而起負(fù)反饋?zhàn)饔玫?。?dāng)V3管輸出電流發(fā)生變化時(shí)，通過(guò)鏡像電流的自動(dòng)調(diào)整作用使輸出電流穩(wěn)定。例如，由于某種原因要使IC3增大時(shí)，由圖可見(jiàn)，IE3要增大，因鏡像關(guān)系IC1也相應(yīng)地要增大，在Ir固定的條件下，將引起IB3減小，使得IC3不能增大，從而穩(wěn)定了IC3。由圖6.2.7可知，參考電流Ir為(6.2.11)

若三管特性相同，則β1=β2=β3=β,求解以上各式可得(6.2.12)

可見(jiàn)，威爾遜電流源不僅有較大的動(dòng)態(tài)內(nèi)阻，而且輸出電流受β的影響也大大減小。圖6.2.8給出了另一種反饋型電流源電路。它由兩個(gè)鏡像電流源串接在一起組成，故稱串接電流源。關(guān)于它的穩(wěn)流原理留給讀者自行分析。

利用交流等效電路可求出威爾遜電流源的動(dòng)態(tài)內(nèi)阻Ro為(6.2.13)

圖6.2.8串接電流源

6.有源負(fù)載放大器集成運(yùn)放要有極高的電壓增益，這是通過(guò)多級(jí)放大器級(jí)聯(lián)實(shí)現(xiàn)的。在電壓增益一定時(shí)，為了減少級(jí)數(shù)，就必須提高單級(jí)放大器的電壓增益。因此，在集成運(yùn)放中，放大器多以電流源作有源負(fù)載。典型的有源負(fù)載共射極放大電路如圖6.2.9(a)所示。圖中，V2、V3管構(gòu)成鏡像電流源作V1管的集電極負(fù)載。因?yàn)樵撾娏髟吹膭?dòng)態(tài)內(nèi)阻為rce3，所以此時(shí)V1管的電壓增益只需將共射增益表達(dá)式中的RC用rce3取代即可。若實(shí)際負(fù)載RL通過(guò)射隨器隔離后接入，則該級(jí)放大器可獲得極高的電壓增益。圖6.2.9有源負(fù)載放大器(a)共射極放大電路；(b)具有倒相功能的共射極放大電路圖6.2.9(b)為另一種接法的有源負(fù)載共射極放大電路。V3、V2管組成鏡像電流源作V1管的有源負(fù)載，而輸出取自恒流管V2的集電極。由圖可知，當(dāng)ui使IC1增大ΔIC1時(shí)，ΔIC3≈ΔIC1,而ΔIC2=ΔIC3，所以ΔIC2≈ΔIC1。按圖上所標(biāo)電流變化量的實(shí)際方向看，輸出電壓uo將和ui同相。因此，該放大器在實(shí)現(xiàn)電壓放大的同時(shí)，還具有倒相功能(共射極放大器原是反相輸出，現(xiàn)在變?yōu)榱送?。6.3差動(dòng)放大電路6.3.1零點(diǎn)漂移現(xiàn)象單級(jí)共射極放大器如圖6.3.1所示。由前面討論可知，在靜態(tài)時(shí)，由于溫度變化、電源波動(dòng)等因素的影響，會(huì)使工作點(diǎn)電壓(即集電極電位)偏離設(shè)定值而緩慢地上下漂動(dòng)。我們把這種現(xiàn)象稱為零點(diǎn)漂移現(xiàn)象。圖6.3.1放大器的零點(diǎn)漂移在阻容耦合電路中，因耦合電容的存在，輸入級(jí)工作點(diǎn)的緩慢漂動(dòng)很難傳到下一級(jí)去，因此可以忽略它的影響。但對(duì)直接耦合放大電路就不同了，這種漂動(dòng)會(huì)像信號(hào)一樣，直接被送到后級(jí)電路進(jìn)行逐級(jí)放大。級(jí)數(shù)越多，放大倍數(shù)越大，則輸出漂移越大。當(dāng)漂移電壓大到一定程度時(shí)，會(huì)使后級(jí)放大器進(jìn)入截止或飽和狀態(tài)，這樣整個(gè)放大電路將無(wú)法正常工作。為了衡量一個(gè)放大器零點(diǎn)漂移的大小，通常是將未過(guò)載的輸出漂移電壓除以放大器的電壓放大倍數(shù)，把輸出漂移折合到輸入端去，從而得到一個(gè)假想的等效輸入漂移電壓。在圖6.3.1中，輸入端的ΔUip即為該電壓。顯然，ΔUip

越小，放大器抑制漂移的性能就越好，反之則越差。當(dāng)輸入信號(hào)小到和ΔUip相當(dāng)時(shí)，在放大器的輸出端將無(wú)法識(shí)別是信號(hào)還是漂移。因此，等效輸入漂移電壓限制了放大器所能放大的最小信號(hào)。根據(jù)零點(diǎn)漂移現(xiàn)象的起因，欲克服之，關(guān)鍵在于減小輸入級(jí)放大器的漂移。從電路的構(gòu)成形式上看，差動(dòng)放大電路不僅能有效地克服零點(diǎn)漂移，而且還有其他一系列優(yōu)點(diǎn)，因此成為目前直接耦合放大器和集成運(yùn)放輸入級(jí)的主要電路形式。6.3.2差動(dòng)放大器的工作原理及性能分析基本差動(dòng)放大器如圖6.3.2所示。它由兩個(gè)性能參數(shù)完全相同的共射極放大電路組成，通過(guò)兩管射極連接并經(jīng)公共電阻RE將它們耦合在一起，所以也稱為射極耦合差動(dòng)放大器。圖6.3.2基本差動(dòng)放大器由圖可見(jiàn)，差動(dòng)放大器有兩個(gè)輸入端和兩個(gè)輸出端。信號(hào)可以從兩個(gè)輸出端之間取出，即Uo輸出，稱為雙端輸出；也可以從一個(gè)輸出端到地之間輸出，即Uo1或Uo2輸出，稱為單端輸出。首先來(lái)分析圖6.3.2電路的靜態(tài)工作點(diǎn)。為了使差動(dòng)放大器輸入端的直流電位為零，通常都采用正、負(fù)兩路電源供電。由于V1、V2管參數(shù)相同，電路結(jié)構(gòu)對(duì)稱，因此兩管工作點(diǎn)必然相同。則流過(guò)RE的電流I為(6.1.3)由圖可知，當(dāng)Ui1=Ui2=0時(shí)：

可見(jiàn)，靜態(tài)時(shí)，差動(dòng)放大器兩輸出端之間的直流電壓為零。下面分析差動(dòng)放大器的動(dòng)態(tài)特性。分析過(guò)程中特別提醒讀者注意射極公共電阻RE的作用。故有(6.3.4)

(6.3.3)

(6.3.2)

1.差模放大特性

如果在圖6.3.2差動(dòng)電路的兩個(gè)輸入端加上一對(duì)大小相等、相位相反的差模信號(hào)，即Ui1=Uid1,Ui2=Uid2,而Uid1=－Uid2。由圖可知，這時(shí)一管的射極電流增大，另一管的射極電流減小，且增大量和減小量時(shí)時(shí)相等。因此流過(guò)RE的信號(hào)電流始終為零，公共射極端電位將保持不變。所以對(duì)差模輸入信號(hào)而言，公共射極端可視為差模地端，即RE相當(dāng)對(duì)地短路。另外，由于輸入差模信號(hào)，兩管輸出端電位變化時(shí)，一端升高，另一端則降低，且升高量等于降低量。因此雙端輸出時(shí)，負(fù)載電阻RL的中點(diǎn)電位將保持不變，也可視為差模地端。通過(guò)上述分析，可得出圖6.3.2電路的差模等效通路如圖6.3.3所示。圖中還畫出了輸入為差模正弦信號(hào)時(shí)，輸出端波形的相位關(guān)系。利用圖6.3.3等效通路，我們來(lái)計(jì)算差動(dòng)放大器的各項(xiàng)差模性能指標(biāo)。圖6.3.3基本差動(dòng)放大器的差模等效通路1)差模電壓放大倍數(shù)差模電壓放大倍數(shù)定義為輸出電壓與輸入差模電壓之比。在雙端輸出時(shí)，輸出電壓為輸入差模電壓為

所以(6.3.5)式中，R′L=RC‖RL?？梢?jiàn)，雙端輸出時(shí)的差模電壓放大倍數(shù)等于單邊共射放大器的電壓放大倍數(shù)。

可見(jiàn)，這時(shí)的差模電壓放大倍數(shù)為雙端輸出時(shí)的一半，且兩輸出端信號(hào)的相位相反。需要指出，若單端輸出時(shí)的負(fù)載RL接在一個(gè)輸出端到地之間，則計(jì)算Aud時(shí)，總負(fù)載應(yīng)改為R′L=RC‖RL。單端輸出時(shí)，則(6.3.7)或(6.3.6)

2)差模輸入電阻差模輸入電阻定義為差模輸入電壓與差模輸入電流之。由圖6.3.3可得3)差模輸出電阻

雙端輸出時(shí)為(6.3.8)

單端輸出時(shí)為(6.3.9a)

(6.3.9b)

2.共模抑制特性如果在圖6.3.2差動(dòng)放大器的兩個(gè)輸入端加上一對(duì)大小相等、相位相同的共模信號(hào)，即Ui1=Ui2=Uic,由圖可知，此時(shí)兩管的射極將產(chǎn)生相同的變化電流ΔiE，使得流過(guò)RE的變化電流為2ΔiE，從而引起兩管射極電位有2REΔiE的變化。因此，從電壓等效的觀點(diǎn)看，相當(dāng)每管的射極各接有2RE的電阻。在輸出端，由于共模輸入信號(hào)引起兩管集電極的電位變化完全相同，因此流過(guò)負(fù)載RL上的電流為零，相當(dāng)RL開(kāi)路。通過(guò)上述分析，圖6.3.2電路的共模等效通路如圖46.3.4所示。利用該電路，現(xiàn)在來(lái)分析它的共模指標(biāo)。

1)共模電壓放大倍數(shù)雙端輸出時(shí)的共模電壓放大倍數(shù)定義為當(dāng)電路完全對(duì)稱時(shí)，Uoc1=Uoc2,所以雙端輸出的共模電壓放大倍數(shù)為零，即Auc=0。圖6.3.4基本差動(dòng)放大器的共模等效通路

單端輸出時(shí)的共模電壓放大倍數(shù)定義為(6.3.10)由圖6.3.4可得

通常滿足(1+β)2RE>>rbe，所以上式可簡(jiǎn)化為(6.3.11)可見(jiàn)，由于射極電阻2RE的自動(dòng)調(diào)節(jié)(共模負(fù)反饋)作用，使得單端輸出的共模電壓放大倍數(shù)大為減小。在實(shí)際電路中，均滿足RE>RC，故|Auc(單)|<0.5，即差動(dòng)放大器對(duì)共模信號(hào)不是放大而是抑制。共模負(fù)反饋電阻RE越大，則抑制作用越強(qiáng)。在差動(dòng)電路中，因溫度變化、電源波動(dòng)等引起的兩個(gè)差動(dòng)管的等效輸入漂移電壓，相當(dāng)一對(duì)共模信號(hào)，由于RE的負(fù)反饋?zhàn)饔茫沟妹抗茌敵龆说钠齐妷捍鬄闇p小，如果雙端輸出，則被完全抵消。這正是差動(dòng)電路能有效克服零點(diǎn)漂移現(xiàn)象的根本原因。2)共模輸入電阻由圖4–14不難看出，共模輸入電阻為(6.3.12)3)共模輸出電阻單端輸出時(shí)為(6.3.13)

3.共模抑制比KCMR

為了衡量差動(dòng)放大電路對(duì)差模信號(hào)的放大和對(duì)共模信號(hào)的抑制能力，我們引入?yún)?shù)共模抑制比KCMR。它定義為差模放大倍數(shù)與共模放大倍數(shù)之比的絕對(duì)值，即(6.3.14)KCMR也常用dB數(shù)表示，并定義為

(6.3.15)

KCMR實(shí)質(zhì)上是反映實(shí)際差動(dòng)電路的對(duì)稱性。在雙端輸出理想對(duì)稱的情況下，因Auc=0,所以KCMR趨于無(wú)窮大。但實(shí)際的差動(dòng)電路不可能完全對(duì)稱，因此KCMR為一有限值。在單端輸出不對(duì)稱的情況下，KCMR必然減小，由式(6.3.5)、(6.3.6)和(6.3.10)可求得(6.3.16)

4.對(duì)任意輸入信號(hào)的放大特性如果在圖6.3.2差動(dòng)放大器的兩個(gè)輸入端分別加上任意信號(hào)Ui1和Ui2，即Ui1和Ui2既不是差模信號(hào)，也不是共模信號(hào)，這時(shí)可以把Ui1和Ui2寫成如下形式：(6.3.18)

(6.3.17)

不難看出，差動(dòng)電路相當(dāng)輸入了一對(duì)共模信號(hào)和一對(duì)差模信號(hào)

根據(jù)定義，這時(shí)的差模輸入電壓為(6.3.19)

(6.3.20)

(6.3.21)

對(duì)輸入信號(hào)作了上述處理后，根據(jù)疊加原理,輸出電壓應(yīng)為差模輸出電壓和共模輸出電壓之和。雙端輸出時(shí)，由于Auc=0,故有(6.3.21)單端輸出時(shí)，則有當(dāng)共模抑制比足夠高時(shí)，即滿足Aud>>Auc(單),以上兩式中的第二項(xiàng)可忽略不計(jì)，故有(6.3.23)(6.3.24)由此可見(jiàn)，無(wú)論是雙端還是單端輸出，差動(dòng)放大器只放大兩輸入端的差信號(hào)。這正是差動(dòng)放大器名稱的由來(lái)。事實(shí)上，當(dāng)共模抑制比足夠高時(shí)，差動(dòng)電路通過(guò)公共電阻RE的負(fù)反饋?zhàn)饔?，能自?dòng)地將射極電位UE調(diào)整到：從而把兩輸入端的差信號(hào)變?yōu)椴钅Ｐ盘?hào)，把兩輸入端的和信號(hào)變?yōu)楣材Ｐ盘?hào)。在實(shí)際應(yīng)用中，當(dāng)信號(hào)源接到差動(dòng)放大器的兩個(gè)輸入端時(shí)，如果信號(hào)源是浮地的，即兩端都不接地，這種接法稱為雙端輸入。此時(shí)信號(hào)源兩端分別對(duì)地電壓之和的一半為共模電壓分量(前面討論的差模輸入是雙端輸入的一種特例，其共模分量為零)。如果信號(hào)源一端接地，這種接法稱為單端輸入。此時(shí)信號(hào)電壓的一半為共模電壓分量。不論哪種接法，差動(dòng)放大器只放大兩輸入端的差模信號(hào)，而抑制其共模信號(hào)。6.3.3具有恒流源的差動(dòng)放大電路圖6.3.2所示的基本差動(dòng)放大器，存在兩個(gè)缺點(diǎn)：一是共模抑制比做不高，二是不允許輸入端有較大的共模電壓變化。對(duì)于前者，是因?yàn)椴罘殴躒1,V2的rbe與RE相關(guān)，即RE較大而忽略rbb′時(shí)，由式(4–15)，rbe可近似為與RE成正比。對(duì)于單端輸出，將上式代入式(6.3.16)可得(6.3.25)若UEE=15V，則室溫下，KCMR(單)的上限約為300，而與RE的取值無(wú)關(guān)。對(duì)于雙端輸出，在電路不對(duì)稱時(shí)，也有類似情況?？梢?jiàn)，不能單靠增大RE來(lái)提高共模抑制比。對(duì)于后者，因?yàn)檩斎牍材ｋ妷旱淖兓瘜⒁鸩罘殴芄采錁O電位的變化，進(jìn)而將影響差放管的靜態(tài)工作電流，使rbe

改變。因此，輸入共模電壓變化將直接造成差模電壓放大倍數(shù)的變化，這是我們不希望的。為此，用電流源代替圖6.3.2電路中的RE，可以有效地克服上述缺點(diǎn)。一種具有電流源的差動(dòng)放大電路如圖6.3.5(a)所示。圖中，電流源為單管電流源。這是分立元件電路常用的形式。而在集成電路中，大多采用鏡像電流源、小電流電流源等。圖6.3.5具有電流源的差動(dòng)放大器電路(a)用單管電流源代替RE的差動(dòng)電路；(b)電路的簡(jiǎn)化表示圖6.3.5(a)電路的靜態(tài)工作點(diǎn)，可按以下方法估算：具有電流源的差動(dòng)放大器的動(dòng)態(tài)分析，與前面的分析完全相同。有關(guān)差模指標(biāo)的計(jì)算公式，對(duì)電流源的差動(dòng)電路同樣適用。由于電流源的動(dòng)態(tài)內(nèi)阻Ro非常大，因此無(wú)論雙端輸出還是單端輸出，共模電壓放大倍數(shù)都可近似為零，從而使共模抑制比趨于無(wú)窮大。當(dāng)實(shí)際電流源近似為理想電流源時(shí)，常用圖6.3.5(b)所示簡(jiǎn)化電路來(lái)表示具有電流源的差動(dòng)放大器。另外，由于電流源的輸出端電位在很寬范圍內(nèi)變化時(shí)，輸出電流的變化極小，因而當(dāng)輸入共模信號(hào)引起射極電位改變時(shí)，將不會(huì)影響差模性能。因此，引入電流源后，擴(kuò)大了差動(dòng)電路的共模輸入電壓范圍。對(duì)圖6.3.5(a)電路為UC1>Uic>ＵB3當(dāng)超過(guò)這個(gè)范圍時(shí)，差放管V1、V2或恒流管V3將進(jìn)入飽和，使電路不能正常工作。6.3.4差動(dòng)放大器的傳輸特性以上我們討論了差動(dòng)放大器的工作原理和小信號(hào)放大時(shí)的性能指標(biāo)，下面來(lái)討論它的傳輸特性。所謂差動(dòng)放大器的傳輸特性，通常是指放大器輸出電流或輸出電壓與差模輸入電壓之間的函數(shù)關(guān)系。研究它，對(duì)于了解差動(dòng)放大器小信號(hào)線性工作范圍以及大信號(hào)運(yùn)用特性都是極為重要的。現(xiàn)以圖6.3.6所示差動(dòng)放大器為例進(jìn)行討論。圖6.3.6簡(jiǎn)化的差動(dòng)放大器在圖6.3.6電路中，設(shè)恒流源電流I小于差放管的集電極臨界飽和電流，即I<UCC/RC，從而使差放管的工作點(diǎn)偏向截止區(qū)。在此條件下，圖中的兩個(gè)對(duì)稱差放管V1、V2的射極電流分別為(6.3.26b)(6.3.26a)由圖可知即(6.3.27a)(6.3.27b)由于，因而將其代入式（4-4a)可解的(6.3.28a)用同樣推導(dǎo)方法可得(6.3.28b)

可見(jiàn)，iC1和iC2與成雙曲線正切函數(shù)關(guān)系。因?yàn)?/p>

uo=－ic1Rc+ic2Rc=(ic1－ic2)Rc(6.3.29)(6.3.30)故有而

由式（6.3.28）和（6.3.30），可繪出差動(dòng)放大器輸出電流iC1

、iC2和輸出電壓uo與差模輸入電壓uid之間的傳輸特性曲線，分別如圖4-17（a)、(b)所示。分析該曲線，可以得出如下結(jié)論。圖6.3.7差動(dòng)放大器的傳輸特性曲線(a)電流傳輸特性曲線；(b)電壓傳輸特性曲線

(1)兩管集電極電流之和恒等于I。當(dāng)uid=0時(shí)，差動(dòng)電路處于靜態(tài)，這時(shí)iC1=iC2=ICQ=I/2。當(dāng)差模電壓輸入時(shí)，一管電流增大，另一管電流減小，且增大量等于減小量，兩管電流之和恒等于I。

(2)傳輸特性具有非線性特性。由圖6.3.7不難看出，在靜態(tài)工作點(diǎn)附近，當(dāng)|uid|≤UT，即室溫下，uid在26mV以內(nèi)時(shí)，傳輸特性近似為一段直線。這表明iC1、iC2和uo與uid成線性關(guān)系。當(dāng)uid|≥4UT,即uid超過(guò)100mV時(shí)，傳輸特性明顯彎曲，而后趨于水平，說(shuō)明|uid|繼續(xù)增大時(shí)，iC1、iC2和uo將保持不變。這表明差動(dòng)電路在大信號(hào)輸入時(shí)，具有良好的電壓限幅特性或電流開(kāi)關(guān)特性。此時(shí)，一管截止，恒流源電流全部流入另一管。為了擴(kuò)展傳輸特性的線性區(qū)范圍，可在每個(gè)差放管的射極串接負(fù)反饋電阻R，如圖6.3.8(a)所示。擴(kuò)展后的電流傳輸特性曲線見(jiàn)圖6.3.8(b)。顯然，R越大，擴(kuò)展的線性區(qū)范圍就越大，如圖6.3.8(b)曲線①、②所示。不過(guò)，隨著線性區(qū)范圍的擴(kuò)大，曲線的斜率減小，表明差動(dòng)放大器的增益將隨之降低。圖6.3.8擴(kuò)展差動(dòng)電路的線性區(qū)范圍(a)串接負(fù)反饋電阻R的線性區(qū)擴(kuò)展電路；

(3)差動(dòng)放大器的增益與I成正比。由圖6.3.7(a)所示曲線可知，小信號(hào)工作時(shí)，在工作點(diǎn)處，iC受uid的線性控制，其控制作用的大小可以用跨導(dǎo)gm來(lái)衡量。

gm定義為工作點(diǎn)處，雙端輸出電流的變化量ΔiC與輸入差模電壓變化量Δuid之比，即因?yàn)棣C=ΔiＣ１-ΔiＣ2=2ΔiＣ１,所以上式變?yōu)?6.3.31)式中，gm1=ΔiＣ１/Δuid,為Q點(diǎn)處單端輸出時(shí)的跨導(dǎo)，反映在傳輸特性上，是圖6.3.7(a)曲線在uid=0處的斜率。在uid=0處，對(duì)式(6.3.28a)求導(dǎo)，可得(6.3.32)故(6.3.33)此時(shí)，差模電壓放大倍數(shù)(即圖6.3.7(b)曲線在工作點(diǎn)的斜率)可表示為將(6.3.33)代入上式，可得(6.3.34)(6.3.35)由式(6.3.33)和式(6.3.35)可知，差動(dòng)放大器的跨導(dǎo)gm和差模電壓放大倍數(shù)Aud均與恒流源電流I成正比。I越大，gm

和Aud也越大。在用等效電路分析中，曾得出雙端輸出差動(dòng)放大器的增益公式為6.3.5差動(dòng)電路及其應(yīng)用推廣

1.差動(dòng)放大器的一般結(jié)構(gòu)將前述共射組態(tài)耦合的差動(dòng)放大器推廣，可得一般結(jié)構(gòu)的差動(dòng)放大電路，如圖6.3.9所示。圖中的兩個(gè)放大器性能完全相同，現(xiàn)通過(guò)電阻或電流源將它們?cè)瓉?lái)的接地端耦合在了一起。兩個(gè)放大器除共射組態(tài)之外，還可以是共集或共基組態(tài)，也可以是組合電路，如共射—共基、共集—共基等，此外還可以是對(duì)應(yīng)的場(chǎng)效應(yīng)管放大器。圖6.3.9一般結(jié)構(gòu)的差動(dòng)放大器作為放大器，圖6.3.9所示的差動(dòng)電路具有與共射組態(tài)差動(dòng)放大器相同的放大特性:

(1)只放大兩放大器輸入端的差信號(hào)ui1－ui2(即差模分量)，抑制其和信號(hào)ui1+ui2（即共模分量，此時(shí)接地耦合端的電位ug=(ui1+ui2)/2)。

(2)在信號(hào)輸入下，兩放大器分別輸出大小相同而相位相反的信號(hào)，即uo2=－uo1。

(3)雙端輸出時(shí)的差模電壓增益為單邊放大器帶一半負(fù)載時(shí)的電壓增益。單端輸出時(shí)則為單邊放大器帶負(fù)載時(shí)電壓增益的一半。差模輸入電阻為單邊放大器輸入電阻的兩倍。而輸出電阻與單邊放大器的相同，雙端輸出時(shí)則加倍。

2.差動(dòng)電路的應(yīng)用推廣差動(dòng)電路除了作為低漂移電壓放大器之外，根據(jù)差動(dòng)電路的特性，還可以實(shí)現(xiàn)很多其他功能，現(xiàn)舉例如下。1)分離倒相器電路如圖6.3.10所示。調(diào)節(jié)電位器RW，可從對(duì)管集電極輸出一對(duì)大小可調(diào)的等值反相信號(hào)uo1和uo2。圖6.3.10分離倒相器

2)自動(dòng)增益控制放大器當(dāng)放大器的輸入電壓在較大范圍內(nèi)變化時(shí)，若要求輸出電壓基本不變，此時(shí)需要對(duì)其電壓增益進(jìn)行自動(dòng)控制。根據(jù)差放的增益與偏置電流I成正比，可通過(guò)對(duì)輸出平均值的檢測(cè)獲得控制電壓Uc，并對(duì)I進(jìn)行實(shí)時(shí)控制，產(chǎn)生控制電流gmUc,如圖6.3.11所示。當(dāng)輸出uo增大，gmUc<0時(shí)，增益減小，使uo的增大受到抑制；反之，

gmUc>0，則uo的減小受到抑制。因此，通過(guò)對(duì)差放增益的自動(dòng)控制，實(shí)現(xiàn)了輸出電壓的基本穩(wěn)定。圖6.3.11自動(dòng)增益控制放大器

3)高速電流開(kāi)關(guān)電路如圖6.3.12(a)所示。選擇兩差放管的臨界飽和電流大于I(t)，并滿足輸入ui為低電平UiL時(shí)，Ur>UiL+4UT=UiL

+0.1V，而ui為高電平UiH時(shí)，UiH>Ur+4UT=Ur+0.1V。這樣，根據(jù)該差動(dòng)電路的傳輸特性，當(dāng)ui=UiL時(shí)，V1管截止,V2管導(dǎo)通，iC2=I(t)；而當(dāng)ui=UiH時(shí)，則V2截止,V1導(dǎo)通，iC1=I(t)?？梢?jiàn)，差動(dòng)管相當(dāng)圖6.3.12(b)所示的單刀雙擲開(kāi)關(guān)，將電流I(t)分別接入V1或V2管的集電極支路。由于一管截止另一管導(dǎo)通時(shí)，導(dǎo)通管并不飽和，故截止與導(dǎo)通間相互轉(zhuǎn)換的速度極快。為此，該電路也是構(gòu)成高速射極耦合邏輯（ECL）的基本單元電路。圖6.3.12電流開(kāi)關(guān)（a）電路；（b）等效電流開(kāi)關(guān)電路

4)波形變換電路根據(jù)共射差動(dòng)電路傳輸特性的非線性，通過(guò)調(diào)整射極電阻來(lái)改變傳輸特性的形狀，可實(shí)現(xiàn)波形變換，如圖6.3.13(a)所示。當(dāng)輸入為幅度不小于0.2V的三角波時(shí)，若將RW調(diào)到零，則雙端輸出的電壓傳輸特性如圖6.3.13(b)①所示，此時(shí)輸出為近似方波。若將RW調(diào)大，使限幅區(qū)擴(kuò)展到接近三角波的峰值處，如圖6.3.13(b)②所示，這時(shí)輸出近似為正弦波。若將RW繼續(xù)調(diào)大，使線性區(qū)近一步擴(kuò)展，當(dāng)超過(guò)三角波的幅度時(shí)，如圖6.3.13(b)③所示，輸出為三角波。由此可見(jiàn)，通過(guò)調(diào)整RW，可將輸入三角波分別變換為倒相的方波或正弦波或三角波。

圖6.3.13波形變換

(a)電路；(b)電壓傳輸特性及波形變換關(guān)系

5)電壓比較器電壓比較電路如圖6.3.14所示。為提高差動(dòng)放大器的電壓增益，圖中用V3和V4組成鏡像電流源作其有源負(fù)載，以提高鑒別靈敏度。根據(jù)差放的限幅特性，當(dāng)ui>Ur時(shí)，輸出uo為高電平；而當(dāng)ui<Ur時(shí)，uo為低電平。若將V4管基極和集電極短接，并從V1管輸出，則與之相反，變?yōu)榉聪嚯妷罕容^器。圖6.3.14電壓比較電路

6)模擬乘法器單差動(dòng)乘法電路如圖6.3.15所示。由式（6.3.30）可(6.3.36)式中,I(t)為互導(dǎo)放大器V3的輸出電流。若負(fù)反饋電阻R3足夠大，則有圖6.3.15單差動(dòng)乘法電路將該式代入式（6.3.36），并在滿足ux<UT=26mV的條件下，近似可得(6.3.37)可見(jiàn)，式中的第二項(xiàng)實(shí)現(xiàn)了兩信號(hào)的相乘。但由于V3管存在靜態(tài)電流IC3Q，因而在產(chǎn)生相乘項(xiàng)的同時(shí)還出現(xiàn)了第一項(xiàng)的ux信號(hào)。為此，需用兩個(gè)相同的差動(dòng)電路交叉耦合構(gòu)成平衡電路來(lái)抵消IC3Q，進(jìn)而消除第一項(xiàng)。這就是常用的雙差動(dòng)模擬乘法器，電路如圖6.3.16(a)所示。由圖可知，雙端輸出電流io=io1－io2=(iC1+iC3)－(iC2+iC4)=(iC1－iC2)－(iC4－iC3)而所以(6.3.38)若選擇RE足夠大，則近似有(iC5－iC6)=uy/RE，并代入式(6.3.38)可得(6.3.39)當(dāng)輸入ux為小信號(hào)（即小于26mV）時(shí)，上式可近似為(6.3.40)而雙端輸出電壓(6.3.41)式中：為乘法器增益，單位是1/V。負(fù)號(hào)表示按圖示的參考方向輸出與兩輸入電壓的乘積反相，故為反相乘法器。若將輸出電壓的極性互換，則式（6.3.41）變?yōu)檎?，即為同相乘法器。此外，由于圖6.3.16（a）電路中ux和uy的極性可正可負(fù)，因此這樣的乘法器通常又稱為四象限乘法器。為方便起見(jiàn)，模擬乘法器可用圖6.3.16（b）所示的符號(hào)表示。圖6.3.16模擬乘法器(a）雙差動(dòng)乘法電路；（b)四象限模擬乘法器電路符號(hào)為了擴(kuò)展ux的動(dòng)態(tài)范圍，需要在該端口與ux之間加一反雙曲正切電路，這樣可使ux的線性范圍大為擴(kuò)展。目前，集成的四象限模擬乘法器種類很多，如BG314、AD634、AD734和AD834等，可根據(jù)實(shí)際應(yīng)用條件合理選擇。圖6.3.17給出了模擬乘法器的某些基本應(yīng)用電路，簡(jiǎn)述如下：圖6.3.17模擬乘法器的基本應(yīng)用電路圖（a）為平方運(yùn)算電路，uo=±Ku2i。圖（b）為倍頻電路。當(dāng)輸入ui=Umcosωt時(shí)，經(jīng)隔直電容Cc可得。圖（c）為壓控增益電路。當(dāng)Uc為緩變控制電壓時(shí)，uo=±KUcui。圖（d）為振幅調(diào)制電路。設(shè)ui=Umf(t)為一低頻的信息信號(hào)，而uc=Uccosωct為頻率較高的載波，則uo=±KUcUmf(t)cosωct，即信息被調(diào)制在載波的幅度上。圖（e）為除法運(yùn)算電路，u。圖（f）為開(kāi)方運(yùn)算電路，。6.4集成運(yùn)算放大器的輸出級(jí)電路集成運(yùn)放要求輸出級(jí)能向負(fù)載提供足夠大的信號(hào)電壓和電流，并且要有盡可能小的輸出電阻。為此，輸出級(jí)毫無(wú)例外地采用射極輸出器。另外，從功耗方面考慮，又大多采用互補(bǔ)對(duì)稱型射極輸出器。圖6.4.1示出了互補(bǔ)對(duì)稱型射極輸出器的原理圖。V1、V2是兩個(gè)特性相同的異型輸出管，其中V1為NPN管，V2為PNP管，它們分別與負(fù)載RL構(gòu)成射極輸出器。圖6.4.1互補(bǔ)對(duì)稱型射極輸出器的原理圖當(dāng)輸入信號(hào)為零時(shí)，兩管處于截止?fàn)顟B(tài)，ICQ=0,Uo=0。在信號(hào)作用下，若忽略管子的導(dǎo)通電壓，信號(hào)正半周內(nèi)，V1管導(dǎo)通，V2管截止，V1管輸出電流流過(guò)RL產(chǎn)生正半周輸出電壓；而在信號(hào)負(fù)半周，V2管導(dǎo)通，Ｖ1管截止，V2管輸出電流在RL上產(chǎn)生負(fù)半周輸出電壓。最終在RL上合成一個(gè)完整的輸出信號(hào)波形。由于這種射隨器是利用兩個(gè)對(duì)稱異型管輪流導(dǎo)通相互補(bǔ)充的方式輸出一完整波形，因此稱為互補(bǔ)對(duì)稱型射極輸出器。由圖6.4.1可知，當(dāng)忽略管子飽和壓降時(shí)，最大輸出電壓幅度近似為±UCC，而最大輸出電流幅度近似為±UＣＣ

/RL。由于晶體管實(shí)際存在導(dǎo)通電壓，硅管約為0.7V,因而在正負(fù)半周內(nèi)，只有當(dāng)信號(hào)的絕對(duì)值大于0.7V時(shí)，管子才導(dǎo)通。而在0.7～－0.7V之間，兩管的輸出電流近似為零。因此，輸出波形在兩管輪流工作的銜接處呈現(xiàn)出失真，如圖6.4.2所示。這種失真通常稱為交越失真。圖6.4.2是利用兩管的合成轉(zhuǎn)移特性曲線，形象地來(lái)說(shuō)明交越失真產(chǎn)生的原因。圖6.4.2交越失真產(chǎn)生的原因及波形為了克服交越失真，可以分別給兩管發(fā)射結(jié)加一正向偏壓，其值等于或稍大于導(dǎo)通電壓。因而只要有信號(hào)輸入，V1、V2即可輪流導(dǎo)通，從而消除交越失真。在集成運(yùn)放中，常用的偏置方式如圖6.4.3所示。圖6.4.3克服交越失真的互補(bǔ)電路(a)二極管偏置方式；(b)模擬電壓源偏置方式圖6.4.3(a)電路是利用二極管(或三極管接成二極管)VD1、VＤ2的正向壓降，為V1、V2管提供正向偏壓。圖6.4.3(b)電路則利用V4、R1和R2組成模擬電壓源，產(chǎn)生正向偏壓。由圖不難看出UAB=UCE4=I1R1+UBE4

當(dāng)忽略IB4時(shí)，I2=I1,而UBE4=I2R2,故(6.4.1)可見(jiàn)，UAB是某一倍數(shù)的UBE4,所以該電路也稱為UBE的倍增電路。調(diào)整R1、R2的比值，可以得到所需的偏壓值。由于R1從集電極反接到基極，具有負(fù)反饋?zhàn)饔?，因而使A、B間的動(dòng)態(tài)電阻很小，近似為一個(gè)恒壓源。6.5集成運(yùn)放電路舉例雙極型集成運(yùn)放F007是一種通用型運(yùn)算放大器。由于它性能好，價(jià)格便宜，因此是目前使用最為普遍的集成運(yùn)放之一。

F007的電路原理圖如圖6.5.1所示。圖中各引出端所標(biāo)數(shù)字為組件的管腳編號(hào)。

F007由三級(jí)放大電路和電流源等組成，下面分別作一介紹。圖6.5.1

F007電路原理圖

1.電流源組參照?qǐng)D6.5.1，V8～V13、R4和R5構(gòu)成電流源組。其中，V11、R5和V12產(chǎn)生整個(gè)電路的基準(zhǔn)電流Ir。V10和V11組成小電流電流源，作鏡像電流源V8、V9的參考電流，并為V3、V4提供基極偏流。V8的輸出電流為輸入級(jí)提供偏置。V12、V13組成鏡像電流源，作中間放大級(jí)的有源負(fù)載。

2.輸入級(jí)

F007的輸入級(jí)為有源負(fù)載的共集—共基組合差動(dòng)放大器，它由V1～Ｖ7管組成。由圖6.5.1可知，V1、V3和V2、V4分別組成對(duì)稱的共集—共基組合電路，并經(jīng)V8耦合構(gòu)成一對(duì)差放管。V5、V6和V7組成系數(shù)為1的比例電流源，分別作組合差放管的有源負(fù)載。該輸入級(jí)有以下特點(diǎn)：

(1)利用了NPN管V1和V2β值大及橫向PNP管V3和V4發(fā)射結(jié)擊穿電壓高的優(yōu)點(diǎn)，取長(zhǎng)補(bǔ)短，使輸入級(jí)在電流增益和差模輸入電壓范圍這兩方面的性能都獲得提高。

(2)具有共模負(fù)反饋?zhàn)饔?，進(jìn)一步提高了共模抑制比。由圖6.5.1不難看出，在共模輸入信號(hào)作用下，如果V1、V2的電流增大，則V3、V4的基極電流也將跟著增大。因?yàn)閂10電流恒定，所以V3、V4基極電流的增大，必然引起V9、V8電流減小，從而使V1、V2電流不能增大,反之亦然。因此，這種調(diào)節(jié)機(jī)制使得共模輸出電流受到抑制。

(3)組合差放管采用V5、V6和V7的有源負(fù)載后，實(shí)現(xiàn)了雙端—單端輸出轉(zhuǎn)換。其原理如下：由圖6.5.1知，對(duì)差模輸入信號(hào)而言，V4若有一電流增加量ΔIC4，則V3必有一電流減小量ΔIC3，且|ΔIC3|=|ΔIC4|。若電流的實(shí)際方向如圖所標(biāo)，則輸出給下一級(jí)的電流變化量ΔIo為ΔIo=ΔIC4+ΔIC6≈ΔIC4+ΔIC5≈ΔIC4+ΔIC3=2ΔIC4

即單端輸出的實(shí)際電流是單管輸出電流的兩倍。而對(duì)共模輸入信號(hào)，由于IC3和IC4變化相同而相互抵消，所以輸出電流為零。因此，電路雖然采用了單端輸出方式，但是卻能得到和雙端輸出時(shí)相同的效果。具有這種功能的差動(dòng)電路，通常稱為雙端—單端輸出轉(zhuǎn)換電路或單端化電路。一般來(lái)說(shuō)，采用鏡像電流源負(fù)載的差動(dòng)放大器都具有這種功能。

3.中間級(jí)

V16、V17復(fù)合管的共射極放大器為F007的中間放大級(jí)。由于采用電流源V13為其有源負(fù)載，因而該級(jí)放大器有很高的電壓增益。

4.輸出級(jí)輸出級(jí)是由V14和V18、V19組成的互補(bǔ)射隨器。其中V18為橫向PNP管，β值為1，與V１9

組合構(gòu)成復(fù)合PNP管時(shí)，其β值將由V19決定。由于V14、V19均為NPN管，因而保證了互補(bǔ)輸出時(shí)的對(duì)稱性。V15、R6和R7組成恒壓偏置電路，為互補(bǔ)輸出管提供適當(dāng)?shù)恼蚱珘?，以克服交越失真?/p>

VD1、VD2、R8和R9組成輸出級(jí)的過(guò)載保護(hù)電路。其原理如下：在正常輸出情況下，R8、R9

上的壓降不足以使VD1、ＶD2導(dǎo)通，所以保護(hù)電路不工作。當(dāng)輸出電流過(guò)大或輸出不慎短路時(shí)，R8、R9上的電壓增大，致使VD1、VD2導(dǎo)通，將V14、V18基極的部分驅(qū)動(dòng)電流旁路，從而限制了互補(bǔ)管的輸出電流，起到限流保護(hù)作用。圖6.5.2

F007符號(hào)

5.相位補(bǔ)償電路

為了保證F007在負(fù)反饋應(yīng)用時(shí)能穩(wěn)定工作，在V16管基極和集電極之間還接了一個(gè)內(nèi)補(bǔ)償電容。根據(jù)密勒效應(yīng)，這種接法可使30pF小電容起到一個(gè)大電容的補(bǔ)償作用。

6.F007符號(hào)

F007符號(hào)如圖6.5.2所示，其中“7”為正電源端，“4”為負(fù)電源端，“6”為輸出端，“2”為反相輸入端，“3”為同相輸入端，“1”和“5”為調(diào)零端。6.6

MOS集成運(yùn)算放大器

MOS工藝主要用于制造數(shù)字集成電路，與雙極型工藝相比，其最大優(yōu)點(diǎn)是工藝簡(jiǎn)單、集成度高。隨著MOS工藝的發(fā)展，這種潛在的優(yōu)勢(shì)已在模擬領(lǐng)域中逐漸表現(xiàn)出來(lái)。特別在集成數(shù)字與模擬兼有的混合系統(tǒng)時(shí)，MOS工藝在成本、集成度及性能等方面更顯示出極大的優(yōu)越性。MOS運(yùn)放作為基本的模擬單元，近年來(lái)在提高增益、降低失調(diào)等方面取得了很大進(jìn)展，已被廣泛用于各種大規(guī)模、超大規(guī)模集成電路系統(tǒng)中。

MOS集成運(yùn)放主要有NMOS和CMOS兩種類型。前者由單一的N溝道MOS管組成，其特點(diǎn)是制作工藝簡(jiǎn)單，集成度高。而后者是在NMOS工藝中加入P阱擴(kuò)散工序，形成P型隔離區(qū)，然后以該區(qū)為襯底制作N溝道管。這樣，電路是由互補(bǔ)的NMOS和PMOS管組成，制作工藝稱為CMOS工藝。圖6.6.1示出了CMOS工藝中互補(bǔ)器件的結(jié)構(gòu)示意圖。圖6.6.1CMOS結(jié)構(gòu)示意圖其中，P溝道管直接作在N型襯底上，并將襯底接電路的最高電位，而N溝道管制作在P阱中，P阱接電路的最低電位。因此，兩個(gè)襯底是彼此電隔離的。另外，P阱周圍在PMOS擴(kuò)散源區(qū)和漏區(qū)的同時(shí)形成一個(gè)P+型保護(hù)環(huán)，這樣，當(dāng)NMOS的漏極或源極連線電位較高時(shí)，可避免P阱表面形成的反型層與N型襯底短接。CMOS電路具有低功耗、可消除背柵效應(yīng)以及電路設(shè)計(jì)靈活、簡(jiǎn)便等優(yōu)點(diǎn)。CMOS工藝已成為當(dāng)今集成電路的主流工藝，在工作頻率小于5GHz的射頻領(lǐng)域也有廣泛的應(yīng)用。6.6.1

MOS集成運(yùn)放中的基本單元電路

MOS運(yùn)放電路的組成與雙極型運(yùn)放相同，各部分電路的作用及構(gòu)成形式也基本相似。

1.MOS管電流源基本MOS管鏡像電流源如圖6.6.2(a)所示。圖中：V1、V2為兩個(gè)性能匹配的增強(qiáng)型NMOS管；Ir為參考電流。若兩管工作在恒流區(qū)，則有因MOS管柵流為零，所以ID1=Ir，進(jìn)而在忽略溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)的條件下，可得可見(jiàn)，當(dāng)兩管的寬長(zhǎng)比相同時(shí)，Io=Ir，維持了嚴(yán)格的鏡像關(guān)系。若W2/L1與W1/L1不等，則構(gòu)成比例電流源。圖6.6.2

MOS管鏡像電流源(a)基本MOS管鏡像電流源；(b)實(shí)際MOS管鏡像電流源用V3管實(shí)現(xiàn)參考電流源Ir，便得到如圖6.6.2(b)所示的實(shí)際鏡像電流源電路。由圖可知：uDS1=uGS1,uDS3=uGS3，UDD=uDS3+uDS1。當(dāng)UDD選的足夠大(>2UGSth)時(shí)，則V1、V3管均工作在恒流區(qū)，在忽略溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)的條件下，有(6.6.2)(6.6.3)由于iD1=iD3，并設(shè)V1與V3管寬長(zhǎng)比的比值為n，則令式(6.6.2)和式(6.6.3)相等可得(6.6.4)作為分析，若已知n值，則由式(6.6.4)可求得(6.6.5)再根據(jù)式(6.6.2)或式(6.6.3)，由uGS1確定參考電流Ir。反之，作為設(shè)計(jì)，根據(jù)式(6.6.2)或式(6.6.3)，由Ir求得uGS1，再根據(jù)式(6.6.4)，由uGS1確定n值。在基本MOS管鏡像電流源的基礎(chǔ)上，將其結(jié)構(gòu)擴(kuò)展，可得MOS管鏡像電流源組、MOS比例電流源組及MOS威爾遜電流源組等。它們的構(gòu)成方式與雙極型管電流源相似，這里不再贅述。

2.CMOS共源放大器由NMOS和PMOS管構(gòu)成的互補(bǔ)放大器，如圖6.6.3(a)所示，該放大器又稱CMOS放大器。其中NMOS管V1作共源放大管，柵壓恒定的PMOS管V2為其有源負(fù)載。由圖可知，V1管的靜態(tài)電流ID1=ID2，當(dāng)EG2選定后，uGS2=EG2－UDD,uDS2=uDS1－UDD。此時(shí)V2的輸出特性為iD2=f(uds2)|UGS2=f(uds1－UDD)|EG2－UDD

現(xiàn)將其特性曲線的原點(diǎn)O設(shè)在V1管輸出特性曲線的UDD處，則畫出的V2管輸出特性曲線OAB如圖6.6.3(b)所示。顯然，該曲線即為V1管的直流負(fù)載線。根據(jù)圖6.6.3(b)所示的直流圖解，當(dāng)輸入電壓uI由小增大時(shí)，V1、V2管的工作狀態(tài)分析如下。圖6.6.3

CMOS放大器當(dāng)uI=UGS1≤UGSth1,V1管截止，UDS2=0時(shí)，ID1=ID2=0,UDS1=UDD。當(dāng)uI>UGSth1且uI<UGS1A時(shí)，如圖中的OA段，此時(shí)V1管工作在恒流區(qū)而V2管工作在變阻區(qū)。當(dāng)uI≥UGS1A且uI≤UGS1B時(shí)，如圖中的AB段，則V1、V2管均工作在恒流區(qū)。而當(dāng)uI>UGStB時(shí)，V2管仍在恒流區(qū)而V1管則進(jìn)入變阻區(qū)，如圖中的BC段所示。根據(jù)上述分析，可畫出對(duì)應(yīng)的CMOS放大器的電壓傳輸特性曲線，如圖6.6.3(c)所示。顯而易見(jiàn)，為保證放大器正常工作，并有最大的電壓增益，V1、V2管都應(yīng)工作在恒流區(qū)，即偏置在圖6.6.3(b)和(c)所示的AB段之間。若同時(shí)要求輸入動(dòng)態(tài)范圍最大，則Q點(diǎn)最好選在AB段的中點(diǎn)處。此時(shí)如圖6.6.3(b)所示，穿過(guò)Q點(diǎn)的UGS1Q就是輸入電壓uI中的直流分量，即V1管的靜態(tài)偏置電壓，所以u(píng)I=UGS1Q+ui,而ui為輸入信號(hào)電壓。CMOS放大器的小信號(hào)交流等效電路如圖6.6.3(d)所示。由圖可得電壓放大倍數(shù)為(6.6.6)由于在靜態(tài)工作點(diǎn)處，

因而上式又可表示為(6.6.7)該式表明，CMOS放大器的電壓放大倍數(shù)與成反比，所以它特別適合于小電流下工作。作為低功耗放大器，其Au值一般可達(dá)1000以上。

3.MOS管差動(dòng)放大器在MOS集成運(yùn)放中，作為輸入級(jí)的差動(dòng)放大器，通常由兩個(gè)對(duì)稱的有源負(fù)載MOS放大器經(jīng)電流源耦合構(gòu)成。圖6.6.4示出了由CMOS放大器構(gòu)成的差動(dòng)放大電路。圖中，V1、V2管為一對(duì)NMOS差放管，PMOS管V3、V4組成鏡像電流源作差放管的有源負(fù)載，同時(shí)完成雙端—單端輸出轉(zhuǎn)換功能，NMOS管V0為耦合電流源，并為差放管提供偏置電流。圖6.6.4

CMOS差動(dòng)放大器

MOS差動(dòng)放大器具有前述差動(dòng)電路的性能特點(diǎn)，對(duì)差模電壓增益而言，即為單邊CMOS放大器的電壓增益。由于圖6.6.4電路采用鏡像電流為負(fù)載，因而，從Ud2輸出的電壓增益為(6.6.8)可見(jiàn)，當(dāng)后級(jí)接輸入電阻極大的MOS管負(fù)載時(shí)，該級(jí)差放具有很高的電壓增益。

4.MOS管輸出級(jí)電路與雙極型運(yùn)放一樣，MOS集成運(yùn)放的輸出級(jí)要有較小的輸出電阻和較大的輸出電壓幅度。下面介紹兩種常用的MOS管輸出級(jí)電路。

1)源極輸出器具有恒流負(fù)載的NMOS源極輸出器如圖6.6.5(a)所示，圖6.6.5(b)為其小信號(hào)交流等效電路。由圖6.6.5(b)可求得電壓放大倍數(shù)為(6.6.9)通常滿足gm1、gmB1>>，上式可近似為(6.6.10)輸出電阻為(6.6.11)由于MOS管的跨導(dǎo)較小，因而，該電路的輸出電阻要比雙極型電路的大很多。此外，它的輸出最大負(fù)向電流將取決于恒流管V2的偏流。要求負(fù)向輸出電流較大時(shí)，必將增大電路本身的靜態(tài)功耗。這也是該電路的又一缺點(diǎn)。圖6.6