目錄ONTENTS4.1信源編碼技術4.2信道編碼技術4.3調(diào)制技術4.4多址技術4.5交織技術4.6均衡技術4.7分集技術思考題與練習題目錄02

信源編碼技術4.1

4.1信源編碼技術04

為了使數(shù)據(jù)在數(shù)字移動通信系統(tǒng)或數(shù)字信道中有效傳輸，要對信源輸出的信號進行變換，使之成為合適的數(shù)字脈沖串（一般為二進制脈沖），這就是信源編碼。如果信源是模擬信源，則應先進行模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換（A/D轉(zhuǎn)換），將模擬信號變?yōu)閿?shù)字信號，保證信號在時間上離散，在取值上為有限個狀態(tài)。在數(shù)字移動通信系統(tǒng)中，信源編碼的基本目的就是通過壓縮信源產(chǎn)生的冗余信息來提高整個傳輸鏈路的有效性，即在保證一定的傳輸質(zhì)量的前提下，用盡可能少的數(shù)字脈沖來表示信源產(chǎn)生的信息。信源編碼在發(fā)送端將模擬信號轉(zhuǎn)換成二進制數(shù)字信號，在接收端再將收到的數(shù)字信號還原為模擬信號，這是由模擬網(wǎng)到數(shù)字網(wǎng)至關重要的一步。圖4-1 移動通信系統(tǒng)模型

4.1信源編碼技術05

通信信源中的模擬信號主要是語音信號和圖像信號，而移動通信中最多的是語音信號，因而語音編碼技術在數(shù)字移動通信中具有相當重要的作用，語音編碼技術會直接影響到數(shù)字移動通信系統(tǒng)的通信質(zhì)量、頻譜利用率和系統(tǒng)容量。語音編碼屬于信源編碼，它利用語音信號和人的聽覺特性上的冗余性，在將冗余性進行壓縮的同時，將模擬語音信號轉(zhuǎn)變?yōu)閿?shù)字信號。語音編碼要求在保證一定的算法復雜度和通信時延的前提下，盡可能少的占用信道，同時盡可能傳輸高質(zhì)量的語音信號。常見的信源信號的數(shù)字化按編碼方法分有三種：波形編碼、參量編碼和混合編碼。1．波形編碼波形編碼是語音信號數(shù)字化的主要方法，是將時域的模擬信號直接進行抽樣、量化和編碼，從而變換成數(shù)字語音信號，稱為A/D轉(zhuǎn)換。波形編碼技術以盡可能重構語音為原則進行數(shù)據(jù)壓縮，即在編碼端以波形逼近為原則對語音信號進行壓縮編碼，在譯碼端根據(jù)這些編碼信息還原出原始語音信號的波形。4.1.1信源編碼基本概念

4.1信源編碼技術06

波形編碼的優(yōu)點是：①具有很寬的語音帶寬，能夠?qū)Ω鞣N模擬語音信號進行編碼；②抗干擾能力強，能夠還原出較好的語音信號，語音質(zhì)量較高；③相對于參量編碼和混合編碼方式，波形編碼技術相對較成熟，復雜度低。但同時，波形編碼由于對編碼速率要求較高，占用頻帶寬度較寬，且所需要的編碼速率高，當編碼速率低到16kbps以下時，編碼質(zhì)量將迅速下降。對于移動通信系統(tǒng)來說，頻率資源相對緊張，不適合這種編碼方式。典型的波形編碼方式有：脈沖編碼調(diào)制（PCM）、增量調(diào)制（AM），以及其改進型，如差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）、自適應差分脈沖編碼調(diào)制（ADPCM）等。CCITT（國際電報電話咨詢委員會）建議了兩種語音波形編碼方式：一種是30路PCM（歐洲標準），另一種是24路PCM（北美標準）。2．參量編碼參量編碼又稱為聲源編碼或聲碼器，是以語音信號產(chǎn)生模型為基礎的編碼方法。構成聲碼器的主體是一個濾波器，它的系數(shù)和聲源參數(shù)由語音信號的頻譜特性決定。在發(fā)送端，先將表征語音信號的特征參量提取出來，對其進行量化、編碼，獲得相應的數(shù)字信號，通過信道發(fā)送出去，在接收端，通過聲碼器變換，還原原有特征參量，重新合成相應的語音信號。參量編碼并不著重于反映輸入語音信號的原始波形，而更注重人耳的聽覺特性，確保解碼的可懂性和清晰度，主要用于數(shù)字電話通信中。參量編碼由于只傳送語音的特征參量，因此語音編碼速率可以低至2~4.8kbps，且不影響語音可懂性。LPC（線性預測編碼）就是參量編碼的典型應用，目前移動通信系統(tǒng)的語音編碼技術大都以這種類型的技術為基礎。

4.1信源編碼技術073．混合編碼混合編碼就是波形編碼和參量編碼的有機結合，它是近年來發(fā)展起來的一種低速語音編碼技術。混合編碼將波形編碼的高質(zhì)量和參量編碼的低速率結合，基于語音產(chǎn)生模型進行分析和合成，同時，又利用了語音時間波形信息，增強了重建語音的自然度，提高了語音質(zhì)量?；旌暇幋a的比特率一般在4~16kbps之間，當編碼速率在8~16kbps范圍內(nèi)時，其語音質(zhì)量可以達到商用語音通信標準的要求。典型的混合編碼有規(guī)則脈沖激勵線性預測編碼（RPE-LPC）、多脈沖激勵線性預測編碼（MPE-LPC）、矢量和激勵線性預測編碼（VSELPC）、碼激勵線性預測編碼（CELP）、規(guī)則脈沖激勵并具有長期預測的線性預測編碼（RPE-LTP-LPC）等。常用的數(shù)字移動通信系統(tǒng)語音編碼類型如下：標準服務類型語音編碼GSM數(shù)字蜂窩網(wǎng)RPE-LTP-LPCUSDC（IS-54）數(shù)字蜂窩網(wǎng)VSELPCIS-95（CDMA）數(shù)字蜂窩網(wǎng)CELPCT2、DECT、PHS數(shù)字無繩電話ADPCMDCS-1800個人通信系統(tǒng)RPE-LTP-LPCPACS個人通信系統(tǒng)ADPCM

4.1信源編碼技術08

移動通信中的信源編碼與有線通信不同，它不僅需要對信息傳輸有效性進行保障，還應與其他一些系統(tǒng)指標密切相關，如容量、覆蓋和質(zhì)量等。如GSM系統(tǒng)，主要采用的是全速率語音編碼和半速率語音編碼，其速率分別是9.6kbps和4.8kbps，顯然，全速率語音編碼的通信質(zhì)量較好，但是由于要求速率高，占用的系統(tǒng)資源也很大，而當對語音質(zhì)量要求不是那么高時，可以通過降速來換取容量的提升。1．IS-95語音編碼IS-95中采用碼激勵線性預測編碼（CELP），綜合使用了線性預測、矢量量化、綜合分析法等技術，并采用感覺加權濾波器來衡量語音的失真度，通過四個等級的變速率編碼實現(xiàn)語音激活。4.1.2移動通信中的信源編碼

4.1信源編碼技術09圖4-2 CELP原理框圖

CELP采用分幀技術進行編碼，幀長一般為10~30ms，每一幀又分為2~5個子幀，采用矢量量化（VQ）碼本中的碼字作為激勵源，碼本中每一個存儲的碼字矢量都可以代替余量信號作為可能的激勵信號源，在編碼時，對碼本中的碼字矢量逐個進行搜索，找到與輸入語音誤差最小的合成語音的碼字矢量，將該矢量的標號傳送給接收端，在接收端用存儲的同樣碼本根據(jù)收到的標號恢復出相應的碼字矢量作為激勵。CELP在4.8~16kbps范圍內(nèi)可以獲得質(zhì)量相當高的合成語音，并且具有較強的抗干擾能力，被廣泛應用在16kbps的電話頻帶（約300~3400Hz）語音壓縮中。

圖中，每幀所需的激勵序列選自某個碼本中的一個波形樣本矢量，每次編碼時都在這個碼本中搜索一個最佳的激勵矢量，當用這個碼字矢量去激勵合成濾波器時，產(chǎn)生的合成語音和原始語音之間的感覺加權誤差最小。

4.1信源編碼技術102．GPRS/WCDMA語音編碼現(xiàn)在很多數(shù)字移動通信設備都支持多媒體業(yè)務，特別是音頻和視頻播放功能，同時也支持分組交換和電路交換方式。對于WCDMA來說，移動信道是隨機變化的，固定速率的編碼不能使系統(tǒng)工作在最佳的信源編碼和信道編碼速率上，因此，就需要一種能夠根據(jù)信道要求隨時調(diào)整編碼速率的方法。自適應多速率編碼（AMR）是一種增強型語音變頻方式，屬于語音編碼方法。它是一種在較大數(shù)據(jù)傳輸速率范圍內(nèi)的編碼器，也用在多種蜂窩系統(tǒng)中協(xié)調(diào)編碼器標準。相比原有的GSM語音編碼器采用固定的編碼速率，AMR可以根據(jù)無線信道和傳輸狀況來自適應地選擇一種最佳信道模式（全速率或半速率）和信源編碼模式進行編碼傳輸，即AMR自適應技術包括兩個方面，一個是信道模式自適應，一個是信源編碼模式自適應。AMR多種語音速率與目前各種主流移動通信系統(tǒng)使用的編碼方式兼容，有利于設計多模終端?？商峁?種語音速率：12.2kbps、10.2kbps、7.95kbps、7.40kbps、6.70kbps、5.90kbps、5.15kbps、4.75kbps。其中，12.2kbps的AMR聲碼器相當于GSMEFR編碼器，7.40kbps的AMR聲碼器相當于US-TDMA（IS-641）聲碼器。利用AMR聲碼器，就有可能在網(wǎng)絡容量、覆蓋及語音質(zhì)量之間按照需要進行折中。AMR主要用于移動設備的音頻壓縮，壓縮比非常高，但音質(zhì)較差，因此主要用于語音類的音頻壓縮，不適合對音質(zhì)要求較高的音樂類音頻壓縮。

4.1信源編碼技術113．CDMA2000語音編碼可選擇模式語音編碼（SMV）主要應用在CDMA2000通信系統(tǒng)中，取代EVRC聲碼器，并且提供更佳的語音服務和更大的靈活度。它有四種網(wǎng)絡控制操作模式：Mode0（高品質(zhì)模式）、Mode1（標準模式）、Mode2（經(jīng)濟模式）、Mode3（節(jié)省容量模式），不同模式實現(xiàn)了平均碼速和語音質(zhì)量的不同折中。SMV設計特別適合發(fā)揮CDMA網(wǎng)絡的軟容量這一優(yōu)勢，其中可變的模式是很好地解決無線蜂窩不斷變化的特性的方案。SMV理論上適合所有的CDMA應用系統(tǒng)（包括2G、2.5G和3G），它非常適合3G寬帶CDMA（W-CDMA），也能取代UMTS應用系統(tǒng)中的AMR聲碼器，能在3GPP和3GPP2語音網(wǎng)絡間提供無縫的互通協(xié)作。除了直接的網(wǎng)絡容量增加以外，SMV的模式切換的靈活度可以實現(xiàn)動態(tài)的控制網(wǎng)絡負荷，擴大有線網(wǎng)絡的軟容量。4．3G系統(tǒng)語音編碼在3GPP的R6、R7以及3GPP2的高演進版本中，視頻通信業(yè)務采用了H.264/AVC（高級視頻編碼）的時頻壓縮標準。H.264是一種高度壓縮數(shù)字視頻編碼器標準，從某種程度上看是MPEG的擴展。H.264最大優(yōu)勢是具有很高的數(shù)據(jù)壓縮比率，在同等圖像質(zhì)量條件下，H.264的壓縮比是MPEG-2的兩倍以上，是MPEG-4的1.5~2倍。在H.264中，一副圖像可編碼成一個或若干個片，每個片包含整數(shù)個宏塊（MB，MacroBlock），相當于一個完整圖像中的不同區(qū)域，各數(shù)據(jù)片之間具有相關性，能夠進一步壓縮數(shù)據(jù)速率。

信道編碼技術4.2

4.2信道編碼技術13

信道編碼是為了保證通信系統(tǒng)的傳輸可靠性，克服信道噪聲和干擾，而在傳輸數(shù)據(jù)時加入多余的碼元（監(jiān)督碼元），用以避免數(shù)據(jù)傳輸時出現(xiàn)差錯。信道編碼的主要作用是進行差錯控制，用于檢測差錯的信道編碼稱為檢錯編碼，既可檢錯又可糾錯的信道編碼稱為糾錯編碼或抗干擾編碼。移動通信系統(tǒng)要傳輸?shù)氖切畔⒋a，而為了達到檢錯糾錯的目的，在傳輸信息碼時，會額外加入一些碼元，即監(jiān)督碼元。監(jiān)督碼元不攜帶用戶信息，因此對于用戶來說，監(jiān)督碼元是多余的，為冗余碼元。一般來說，信道編碼引入的監(jiān)督碼元越多，其檢錯糾錯能力越強，但是信道的傳輸效率會隨之降低。4.2.1碼間距離及檢、糾錯能力1．碼間距離d碼字：信息碼元與冗余碼元一起構成的消息塊稱為碼字，用C表示。碼長：碼字中的碼元個數(shù)稱為碼長，用n表示。碼距：又稱為漢明距離，指一個碼組中任意兩個碼字之間對應位上的碼元取值不同的個數(shù)，用d表示，即：式中表示碼距d等于兩個碼字對應位模2加后“1”的個數(shù)。最小碼距：碼組中各個碼字之間距離的最小值稱為最小碼距，用d0表示，又稱為最小重量（碼重）。

4.2信道編碼技術142．最小碼距與檢糾錯能力的關系信道編碼就是通過插入監(jiān)督碼元的方式增加碼距，因此，碼距實際上代表了檢糾錯能力，而最小碼距的大小直接關系到信道編碼的檢糾錯能力大小。①當碼組用于檢測錯誤時，假設檢錯個數(shù)為e，則要求；②若碼組用于糾正t個錯碼，則要求；③若碼組用于糾正t個錯碼，同時還能檢測e個錯碼，則。4.2.2信道編碼的分類

信道編碼按照不同的方法，可分成以下幾類：1．按監(jiān)督碼位的功能不同，可分為檢錯碼和糾錯碼。檢錯碼僅具有發(fā)現(xiàn)差錯的能力，在發(fā)現(xiàn)差錯時，接收端向發(fā)送端發(fā)出請求，要求重新發(fā)送信息；而糾錯碼不僅能夠檢出錯誤，還具備一定的糾錯能力。2．按碼組中監(jiān)督碼元與信息碼元之間的關系不同，可分為線性碼和非線性碼。線性碼指監(jiān)督碼元與信息碼元之間存在著線性關系，即滿足一線性方程；反之，則為非線性碼。3．按碼組中監(jiān)督碼元與信息碼元之間的約束方式不同，可分為分組碼和卷積碼。分組碼是把信息序列劃分為k個碼元的小段，然后由k個碼元按一定的規(guī)則產(chǎn)生r個監(jiān)督碼元，構成碼長的碼字，即本碼組中的監(jiān)督碼元僅與同一碼組的信息碼元相關；而卷積碼的監(jiān)督碼元不僅與本組信息碼元相關，還與前面若干組信息碼元有關。

4.2信道編碼技術154.2.3常用的信道編碼1．線性分組碼分組碼是在發(fā)送的信息碼元中加上一些監(jiān)督碼元，使在信道中傳輸?shù)男畔⑿纬梢欢ㄩL度的碼組，記為（n，k），其中，n為一個碼組的長度，k為信息碼的長度，為監(jiān)督碼的長度。監(jiān)督碼元與信息碼元之間存在某種特定的關系，利用這種關系可以在接收端對接收到的碼元進行檢錯或糾錯。線性分組碼中的監(jiān)督碼元的形成是按照線性方程生成的，線性碼建立在代數(shù)學群論基礎上，利用代數(shù)關系構造的，因而又稱數(shù)碼。線性分組碼中，個監(jiān)督位是由k個信息位的線性組合產(chǎn)生，每個碼字中的r個監(jiān)督碼元僅與本組的信息碼元有關，而與別組無關。線性分組碼的構造如圖4-3所示：圖4-3 線性分組碼構造

4.2信道編碼技術16

下面以（7,3）線性分組碼為例，說明線性分組碼的產(chǎn)生。線性分組碼（7,3），表示信息碼元每3位為一組進行編碼，即輸入信息位長度，編碼器輸出組長度，因此監(jiān)督位長度，編碼效率。假設輸入信息位，輸出碼元記為，編碼的線性方程如下：c0=m0c1=m1

c2=m2

c3=m0⊕m2

c4=m0⊕m1⊕m2

c5=m0⊕m1

c6=m1⊕m2

4.2信道編碼技術17可見，在輸出碼組中，前三位碼元就是信息位的簡單重復，后四位碼元是監(jiān)督位，是由3個信息碼的線性組合構成。由此可得到8個許用碼組如下表：信息位監(jiān)督位信息位監(jiān)督位c0，c1，c2c3，c4，c5，c6c0，c1，c2c3，c4，c5，c600000001001110001110110100110100111110100101110101110100因此，輸出碼組寫成對應的矩陣形式為：

4.2信道編碼技術18式中，G稱為生成矩陣。將上述編碼方程中后四位監(jiān)督位方程改寫為c3=m0⊕m2=c0⊕c2

c4=m0⊕m1⊕m2=c0⊕c1⊕c2

c5=m0⊕m1=c0⊕c1

c6=m1⊕m2=c1⊕c2可以得到

c0⊕c2⊕c3=0

c0⊕c1⊕c2⊕c4=0

c0⊕c1⊕c5=0

c1⊕c2⊕c6=0將上述線性方程寫成矩陣形式簡記為：

4.2信道編碼技術19其中，H為線性碼的監(jiān)督矩陣。只要監(jiān)督矩陣給定，編碼時監(jiān)督位和信息位的關系就可以確定，H的行數(shù)是監(jiān)督關系式的個數(shù)，等于監(jiān)督位的個數(shù)r，H的列數(shù)是碼長n，因此H為矩陣。通常生成矩陣G用于編碼，監(jiān)督矩陣H用于解碼。若假設發(fā)送端碼字為，接收端碼字為a，當時，則，這種情況下判斷為傳輸正確，沒有誤碼出現(xiàn)。在上式中，若傳輸中存在干擾，出現(xiàn)誤碼，設誤碼錯誤圖樣為E=（e0，e1，e2，e3，e4，e5，e6），當ei=1時，認為第i位碼元出現(xiàn)錯誤，ei=0時沒有錯誤，則R=C⊕E，可得到。式中，S為伴隨式，即每一種錯誤伴隨一個S，又稱為校正子（校驗子）。S是1×r的行矢量，由r個元素構成，可算得，S一定等于HT的第i行或者等于監(jiān)督矩陣H的第i列。對于（7,3）線性分組碼來說，四個監(jiān)督方程式會得到4個校正子S1、S2、S3、S4，假設校正子碼組與誤碼位置的對應關系如下表所示：S1、S2、S3、S4誤碼位置S1、S2、S3、S4誤碼位置1110e00100e40111e10010e51101e20001e61000e30000無錯

4.2信道編碼技術20對于線性分組碼，可以檢測并糾正誤碼的個數(shù)與碼長和監(jiān)督位長度相關。假設要至少糾正t個誤碼，則所有可能的校驗圖樣的個數(shù)至少等于最多t個誤碼發(fā)生的所有可能的情況的個數(shù)。即對于（n，k）碼，r=n-k，必須滿足例如，要糾正單個誤碼，即t=1時，，若r=3，則n最多不能大于7比特，因此，對于（7,3）線性分組碼，當H的所有列都不相同時，可以檢測并糾正出1個誤碼。而要糾正兩個誤碼，則需要采用（10,4）碼、（11,5）碼等，若要糾正至少3個誤碼，可用（15,5）碼、（23,12）碼等。2．循環(huán)碼循環(huán)碼是一種線性分組碼，如果線性分組碼中各碼字的碼元循環(huán)左移位（或右移位）所形成的碼字仍然是碼組中的一個碼字（全零碼除外），則這種碼被稱為循環(huán)碼。循環(huán)碼有許多特殊的代數(shù)性質(zhì)，檢錯能力較強，易于實現(xiàn)，能夠用帶反饋的移位寄存器實現(xiàn)其硬件，且性能較好，不但可以糾正獨立的隨機差錯，還可以用于糾正突發(fā)差錯。

4.2信道編碼技術211）循環(huán)碼的多項式表示因為循環(huán)碼的循環(huán)性，不論循環(huán)碼右移或左移，移位位數(shù)多少，其結果均為循環(huán)碼組。對任意一個碼長為n的循環(huán)碼，一定可以找到一個唯一的n-1次多項式表示，這個多項式稱為碼多項式。若許用碼組A=（an-1，an-2，…，a1，a0），則相應的多項式表示為這里的x為任意的時變量，它的冪次代表移位的次數(shù)。當上述許用碼組向左循環(huán)移一位時，得到的碼組記為A（1）=（an-2，an-3，…，a0，an-1），則其多項式為左移i位后的碼組A（i）=（an-i-1，an-i-2，…，an-i+1，an-i），則其多項式為A（i）（x）可用下式由xiA（x）求得式中，Q（x）是商，A（i）（x）是余式。上式也可以表示為

4.2信道編碼技術22即可以理解為，若A（x）是碼長為n的循環(huán)碼中的一個碼多項式，則xA（x）按模xn+1運算得出的余式，也必定為該循環(huán)碼中的另一個碼多項式。例如，某循環(huán)碼組為101001，則A（x）=x5+x3+1。若將該碼組左移一位，則可得該式中，余式為A（1）（x）=x4+x+1，其對應的碼組為010011，顯然，這個結果與將循環(huán)碼組101001直接左移一位是相同的。由此可知，循環(huán)碼的每一個碼字都是按模xn+1運算的余式。應該注意的是，模2加運算中，需要用加法代替減法。2）生成多項式在循環(huán)碼中，一個（n，k）循環(huán)碼有2k個不同的碼組，除了全零碼之外，循環(huán)碼中的碼字最多只能有k-1個連“0”，則若用一個多項式g（x）表示其中前（k-1）位皆為“0”的碼組，那么這個多項式就必然為一個（n-1）-（k-1）=（n-k）次的多項式，且僅有一個（n-k）次的多項式。這個碼多項式就是生成多項式g（x）。確定了g（x），整個（n，k）循環(huán)碼就被確定了。以（7，k）循環(huán)碼為例，其中r=7-k，因此，要想找到生成多項式g（x），就必須找到x7+1的因式，由因式分解得到

4.2信道編碼技術23若循環(huán)碼為（7,4）循環(huán)碼，則后兩個具有x3的因式和中的任一個都可以作為g（x）生成多項式使用，就可以得到（7,4）循環(huán)碼的兩種可能碼組形式，其中r=3。若為（7,3）循環(huán)碼，則求解生成多項式時，必須考慮因式中要含有x4，因此，可用，采用模2加，得到因式作為g（x），或者也可以用，采用模2加，得到因式，也可作為g（x）使用。由上式可以得到（7，k）循環(huán)碼的生成多項式有任何（n，k）循環(huán)碼的生成多項式g（x），乘以（x+1）后得到生成多項式g（x）?（x+1），由此而構造的循環(huán)碼（n，k-1），其最小碼距增加1，因此可以認為，（n，k-1）循環(huán)碼是（n，k）循環(huán)碼的一個子集。

4.2信道編碼技術243）生成矩陣和監(jiān)督矩陣找出生成多項式g（x）后，可得到相應的生成矩陣G。由于g（x）是n-k次多項式，將與此相對應的碼組作為生成矩陣的最后一行，則通過對g（x）移位，得到相應的多項式xg（x）、x2g（x）、…、xk-1g（x），這些多項式之間必定是線性無關的。把這k個多項式相對應的各個碼組作為矩陣的各行，即得到生成矩陣G，從而可以得到2k個可能的碼字作為循環(huán)碼碼組。生成多項式G可以表示為：若發(fā)送的信息碼元為（ck-1，ck-2，…，c1，c0），則相應的循環(huán)碼多項式為：表明，所有碼多項式必定是g（x）的倍式。

4.2信道編碼技術25在（n，k）循環(huán)碼中，若已知生成多項式g（x），則可以利用xn+1的因式分解得到相應的監(jiān)督多項式h（x）為因此可得相應的監(jiān)督矩陣為可以驗證，有。由生成矩陣得到的循環(huán)碼并非是系統(tǒng)碼，在系統(tǒng)碼中，碼組最左邊k位是信息碼元，右邊n-k位是監(jiān)督碼元，因此，碼多項式可寫為：

4.2信道編碼技術26其中，為監(jiān)督碼多項式，其相應的監(jiān)督碼元為（rn-k-1，…，r0）。由此可知，在循環(huán)碼編碼時，只需將發(fā)送的信息碼元升n-k次冪（即乘以xn-k），然后除以g（x），所得的余式r（x）即為監(jiān)督碼元。而編碼后的循環(huán)碼組為。例：已知（7,3）循環(huán)碼的生成多項式為，若信息碼為111，求編碼后的循環(huán)碼組。解：信息碼多項式為則可得，對應碼組為1110000因此，轉(zhuǎn)換成碼組為0100編碼后的循環(huán)碼組為1110100。

4.2信道編碼技術274）循環(huán)編碼器對循環(huán)碼而言，其編碼方式實際上可以看成是將信息碼多項式C（x）升n-k次冪后除以生成多項式g（x），再將余式r（x）放在升冪后的信息碼多項式后構成的。對于中間涉及到的多項式除法，除了可以用長除直式計算外，還可以利用帶反饋的線性移位寄存器來實現(xiàn)。這種除法電路一般有兩種：一種是采用“內(nèi)接”的異或（模2加）電路，另一種是采用“外接”的異或電路。在實際中，通常采用內(nèi)接異或的除法電路實現(xiàn)。內(nèi)接異或門除法電路的工作過程與長除直式的過程完全一致，每當一個“1”移出寄存器進入反饋線時，就相當于從被除式中“減去”除式（這里的“減”仍然是模2加）。仍然以（7,3）循環(huán)碼為例，若信息碼為111，生成多項式，則使用的循環(huán)編碼器如圖4-4圖4-4 （7,3）循環(huán)碼編碼器

4.2信道編碼技術28當信息碼輸入時，開關K1、K2向下，輸入的碼元一方面送入除法電路，一方面直接輸出。當信息碼全部輸入除法電路后，開關向上，反饋線斷開，這時輸出端接到寄存器，將寄存器中存儲的余數(shù)依次移位取出，構成碼字。除法編碼過程如下表：輸入移位寄存器abcd反饋輸出0初始狀態(tài)：00000011110110101余數(shù)001010011100000000000000000000無反饋0100

4.2信道編碼技術293．卷積碼前面介紹的分組碼是在k比特信息碼后面加上r位監(jiān)督碼元，構成n位碼元長度的碼組，每個碼組的r個監(jiān)督碼元僅與本碼組的k個信息位有關，而與其它碼組無關。為了達到一定的糾錯檢錯能力，分組碼的碼組長度都比較長，編譯碼時需要用到較大存儲量的寄存器，會產(chǎn)生較大的時延。卷積碼與分組碼相比，它也是將k個信息碼元編碼成n位碼元長度，但由于卷積碼編碼碼組中的監(jiān)督碼元不僅與本碼組信息碼相關，還與前面（N-1）段的信息碼有關，因此，在編碼過程中，對k和n的長度要求都不大，可以傳輸短信息，延時相對較小。卷積碼一般可以表示為（n，k，m），其中，n為編碼輸出碼元長度，k為編碼輸入信息碼長度，m為編碼器中寄存器的個數(shù)，也可以理解為輸出的當前碼組的n位碼元與前面m-1個連續(xù)時刻的輸入信息碼元相關。卷積碼的編碼器結構如圖4-5所示圖4-5 卷積碼編碼器框圖

4.2信道編碼技術30

卷積碼編碼器中共有m個輸入移位寄存器，每個寄存器中都有k位用來放置m個信息碼組的碼元數(shù)據(jù)，整個寄存器共有mk位，除此之外，編碼器中還包括一組模2相加器，以及一個n位的輸出移位寄存器。從圖中可以看出，卷積碼編碼輸出n位信息不僅與當前的k個輸入信息有關，還和之前的（m-1）k個輸入信息有關。通常把m稱為卷積碼的約束長度，它表示編碼過程中相互約束的分支碼數(shù)。卷積碼的編碼效率為R=k/n。卷積碼的描述可以有兩種類型：圖形法和解析法。圖形法有樹狀圖、網(wǎng)格圖和狀態(tài)圖，解析法就是用數(shù)學公式直接表達，有離散卷積法、碼生成多項式法等。1）樹狀圖以（2,1,3）卷積碼為例，在卷積碼編碼器中，輸出移位寄存器用轉(zhuǎn)換開關代替，每當輸入一位信息碼元，編碼輸出兩位信息碼元。圖4-6 （2,1,3）卷積碼編碼器

4.2信道編碼技術31

假設移位寄存器初始狀態(tài)為0，若第一位輸入碼元為0，則輸出為00；若第一位輸入碼元為1，則輸出為11。從第二位輸入碼元開始，第一位往右移一位，,為m0，第二位輸入碼元為m1，此時輸出x2,1=m1⊕m0，同時受m1和m0影響；當?shù)谌淮a元輸入時，第一位往右再移一位，而剛才輸入的第二位碼元也同時往右移一位，此時會輸出兩個由這三位移位寄存器存儲內(nèi)容共同決定的碼元；當?shù)谒奈淮a元輸入時，之前的第一位碼元移出移位寄存器消失，此時輸出碼元由當前存儲于三位移位寄存器中的內(nèi)容決定。以此類推，可知，移位過程可能產(chǎn)生的各種序列可以用樹狀圖表示。樹狀圖以時序關系為橫軸進行展開，展示出編碼器的所有輸入和輸出的可能狀態(tài)。從節(jié)點a開始畫，表示移位寄存器初始狀態(tài)為00。當?shù)谝粋€輸入m1=0時，輸出x1,1x2,1=00；若m1=1，輸出x1,1x2,1=11。所以，從a點出發(fā)會有兩條支路，m1=0表示選取上面一條支路，m1=1表示選取下面一條支路。當輸入第二個信息碼元時，移位寄存器往右移一位，上支路移位寄存器狀態(tài)仍為00，下支路狀態(tài)則為01，樹狀圖繼續(xù)分叉，形成4條支路，2條向上，2條向下，上支路對應輸入碼元為0，下支路對應輸入碼元為1。以此類推，最終形成二叉樹圖形。圖4-7 （2,1,3）卷積碼樹狀圖

4.2信道編碼技術32

樹狀圖中，每條樹杈上所標注的碼元為輸出碼元，每個節(jié)點上標注的a，b，c，d為移位寄存器的狀態(tài)，樹狀圖有4個基本狀態(tài)a=00，b=01，c=10，d=11。顯然，對于第j個輸入信息碼元，有2j條支路，從第4條支路開始，樹狀圖上下兩部分完全相同。例如，輸入信息碼元序列為1101，則根據(jù)樹狀圖，輸出碼字為11010100。2）網(wǎng)格圖將樹狀圖用一種更為緊湊的圖形表示，即網(wǎng)格圖。網(wǎng)格圖既有明顯的時序關系，又不產(chǎn)生重復圖形結構，特別適用于卷積碼的譯碼。網(wǎng)格圖中，把樹狀圖里具有相同狀態(tài)的節(jié)點合并在一起，編碼器從一種狀態(tài)轉(zhuǎn)移到另一種狀態(tài)，狀態(tài)每變化一次就輸出一個分支碼元，兩個節(jié)點的連線表示一個確定的狀態(tài)轉(zhuǎn)移方向，輸入碼元為0，表示上支路，用實線表示，輸入碼元為1，表示下支路，用虛線表示。連線上的數(shù)字就是相應的輸出碼字。例如，輸入信息碼序列為1011，在網(wǎng)格圖中找出編碼路徑，得到輸出碼字為11100001。圖4-8 （2,1,3）卷積碼網(wǎng)格圖

4.2信道編碼技術33

3）狀態(tài)圖卷積碼還可以用狀態(tài)圖表示，對于（2,1,3）卷積碼，由于4個基本狀態(tài)a=00，b=01，c=10，d=11，對每個輸入的信息碼元，編碼器狀態(tài)都有兩種變化可能，就如同網(wǎng)格圖和樹狀圖中所顯示的上支路和下支路兩個分支，將這兩種狀態(tài)的變化轉(zhuǎn)移用圖來表示，就形成了卷積碼的狀態(tài)圖。圖中兩個自閉合圓環(huán)分表表示a-a和d-d的狀態(tài)轉(zhuǎn)移。圖4-9 （2,1,3）卷積碼狀態(tài)圖

調(diào)制技術4.3

4.3調(diào)制技術35

調(diào)制技術是把基帶信號變換成傳輸信號的過程。移動通信系統(tǒng)中，信源產(chǎn)生的模擬信號通過抽樣、量化、編碼后成為可在信道中傳輸?shù)亩M制基帶信號，要想讓信號能適應移動通信系統(tǒng)的信道傳輸，需要對信號再次進行調(diào)制，將基帶信號轉(zhuǎn)換成適合信道傳輸?shù)恼{(diào)制信號。移動通信系統(tǒng)中廣泛使用載波頻率的調(diào)制或變換來使信息在需要的載波頻率上傳輸或進行特定的操作，通信系統(tǒng)在工作時，信號會在大氣層中進行傳輸，低頻信號會急劇衰減，而較高頻率范圍的信號可以傳播到很遠的距離，因此信號往往要求發(fā)送在射頻段，如我國陸地公用蜂窩數(shù)字移動通信網(wǎng)GSM通信系統(tǒng)采用900MHz頻段，即905~915MHz為移動臺發(fā)、基站收頻段，950~960MHz為基站發(fā)、移動臺收頻段。在此頻段中傳輸信號，即要求信號要從基帶躍遷到頻帶，必須通過調(diào)制完成基帶信號的頻譜搬移，將低頻信號調(diào)制到高頻段，達到匹配無線信道的目的。移動通信時，會要求將多路信號互不干擾地在同一物理信道中傳輸，高頻段的信號易于實現(xiàn)信道復用，同時，將信號調(diào)制到更高的頻率，可以減小發(fā)射和接收天線的尺寸。調(diào)制技術根據(jù)傳輸信號的種類可分為模擬調(diào)制和數(shù)字調(diào)制兩大類，其中模擬調(diào)制包括調(diào)幅（AM）、調(diào)頻（FM）、調(diào)相（PM）等，數(shù)字調(diào)制包括幅移鍵控（ASK）、頻移鍵控（FSK）和相移鍵控（PSK）。對數(shù)字移動通信系統(tǒng)來說，調(diào)制就是用數(shù)字信號對載波信號的參數(shù)進行處理，將載波信號變換成為能夠攜帶數(shù)字信息序列的適應于數(shù)字移動通信信道傳輸?shù)男盘?。它對載波的調(diào)制與模擬信號對載波的調(diào)制類似，同樣是去控制正弦振蕩的振幅、頻率或相位的變化。但由于數(shù)字信號的特點——時間和幅度上的離散性，使受控參數(shù)離散化而出現(xiàn)“開關控制”，因此稱為“鍵控法”。

4.3調(diào)制技術36

數(shù)字信號可以是二進制的，也可以是多進制的，若用二進制數(shù)字信號去調(diào)制載波信號，則調(diào)制方法為2ASK、2FSK、2PSK。在高速數(shù)字調(diào)制中，一般更常用多進制數(shù)字信號對載波進行調(diào)制，采用多幅調(diào)制（MASK）和多相調(diào)制（MPSK）。4.3.1二進制數(shù)字調(diào)制

當調(diào)制信號為二進制數(shù)字信號時，調(diào)制就稱為二進制數(shù)字調(diào)制。在二進制數(shù)字調(diào)制中，載波的幅度、頻率或相位只有兩種變化狀態(tài)。1．二進制幅移鍵控（2ASK）顧名思義，2ASK指載波幅度隨調(diào)制信號而變化的，調(diào)制信號只針對載波的幅度進行處理，調(diào)制后的信號其頻率和相位仍然與原載波相同。2ASK可以用開關電路來實現(xiàn)，載波在二進制調(diào)制信號1或0的控制下通或斷，這種鍵控方式又稱為通-斷鍵控（OOK）。圖4-10 2ASK模型框圖

4.3調(diào)制技術37

設數(shù)字信號為SD（t），載波為，輸出信號為SASK（t）則可得2ASK信號時域表達式為因為SD（t）是二進制數(shù)字信號，故由此，可得到2ASK信號。圖4-11 2ASK信號波形，其中，TS是信號間隔。

4.3調(diào)制技術382．二進制頻移鍵控（2FSK）2FSK是用不同頻率的載波來傳送數(shù)字信號的，可用“1”表示頻率為ω1的載波，用“0”表示頻率為ω2的載波，ω1和ω2之間的改變可瞬時完成。如圖所示為2FSK信號產(chǎn)生電路及已調(diào)信號波形。采用鍵控法，用數(shù)字矩形脈沖控制電子開關，使開關在兩個不同頻率的振蕩器之間切換，當數(shù)字信號為“1”時，開關切換到載波f1，當數(shù)字信號為“0”時，開關切換到載波f2，輸出為交替出現(xiàn)的兩個載波信號。需要注意的是，根據(jù)調(diào)制方式的不同，頻移鍵控調(diào)制時有可能出現(xiàn)相位不連續(xù)的FSK信號，也有可能出現(xiàn)相位連續(xù)的FSK信號，若兩個頻率轉(zhuǎn)接處相位不連續(xù)，調(diào)制信號功率譜就會產(chǎn)生很強的旁瓣分量，若此時通過帶限信道，就會波形失真。圖4-12 2FSK模型框圖圖4-13 2FSK信號的產(chǎn)生及波形

4.3調(diào)制技術393．二進制相移鍵控（2PSK）2PSK一般用同一個載波進行調(diào)制，取載波的不同相位代表數(shù)字信號。PSK系統(tǒng)抗噪性能優(yōu)于ASK和FSK，且頻帶利用率較高，在中、高速數(shù)字移動通信中應用較多。PSK有兩種形式，一種是絕對調(diào)相（PSK），另一種是相對調(diào)相（DPSK）。絕對調(diào)相就是用載波的不同相位對數(shù)字信號進行傳輸，2PSK一般是用0和π表示載波的兩個相位；相對調(diào)相則是利用載波的相對相位變化表示數(shù)字信號的相移方式，也稱差分調(diào)相。例如，現(xiàn)有數(shù)字信息序列1011001，首先，求得相應的絕對碼和相對碼如下：SD（t）：1011001絕對碼：1011001相對碼：1101110可得2PSK及2DPSK波形如圖4-14所示：圖4-14 2PSK及2DPSK波形

4.3調(diào)制技術40

可以看出，2DPSK的調(diào)制信號波形與它前一位碼元相位有關，若當前信息碼元為0，則波形相位與前一碼元波形相位相同，若當前信息碼元為1，則波形相位與前一碼元波形相位相反。用數(shù)字信息序列表示2DPSK信號的碼元相位關系如下：數(shù)字序列：10110012DPSK相位：0ππ0πππ0參考相位為0時或π00π000π參考相位為π時4.3.2多進制數(shù)字調(diào)制

數(shù)字移動通信系統(tǒng)中，若傳輸?shù)男畔⒋a元狀態(tài)數(shù)目大于2，則傳輸?shù)臄?shù)字信號為多進制信號，M進制的信號有個二進制符號。由此可見，多進制系統(tǒng)傳輸速率是二進制系統(tǒng)傳輸速率的n倍，在相同的系統(tǒng)傳信率下，多進制的信道數(shù)碼率低于二進制的信道數(shù)碼率，所需信道帶寬相對二進制較小，提高了頻帶利用率。多進制數(shù)字調(diào)制技術種類較多，常見的有多進制鍵控（MASK、MFSK、MPSK），最小頻移鍵控（MSK），正交幅度調(diào)制（QAM）等。

4.3調(diào)制技術411．多進制幅移鍵控（MASK）MASK又稱為多電平調(diào)幅，其調(diào)制信號表達式為：式中，g(t)為基帶信號波形，ω0是載波角頻率，T0是信號間隔，an是幅度值。an取不同的電平值：MASK的調(diào)制方法與2ASK相同，只是基帶信號由二電平變?yōu)槎嚯娖剑瑸榇?，可以將二進制信息序列分成n個為一組，，變換成M電平基帶信號，再送入調(diào)制器。MASK調(diào)制波形是多種幅度的同頻載波鍵控信號的疊加，在某一個碼元位置上只可能出現(xiàn)一種幅度，因此，MASK信號的帶寬與2ASK相同，而信息傳輸速率是二進制的倍。MASK調(diào)制時采用的調(diào)制器為線性調(diào)制器，即已調(diào)信號幅度應與輸入基帶信號幅度成正比，調(diào)制時，可采用雙邊帶調(diào)制、單邊帶調(diào)制、殘留邊帶調(diào)制等方法，調(diào)制原理與模擬調(diào)制完全相同。

4.3調(diào)制技術422．多進制相移鍵控（MPSK）MPSK是多進制鍵控的主要方式，又稱多相制。通常采用的MPSK有4相制、8相制等，可用2的次方來表示。M進制相移鍵控中，載波相位有M種取值，所對應的多相鍵控信號sMPSK（t）可以表示為：式中，是載波在時刻的相位，它的出現(xiàn)概率其取值通常為等間隔。將因式分解，可得

4.3調(diào)制技術43

令，則多相鍵控信號sMPSK（t）可寫為多相制信號可以用矢量圖來表示，以2PSK、4PSK和8PSK為例，其相位狀態(tài)各有兩種方式，分別表示如下：

4.3調(diào)制技術44

用矢量圖表示即為圖4-15 MPSK矢量圖

4.3調(diào)制技術453．正交幅度調(diào)制（QAM）在MPSK調(diào)制中，傳輸信號幅度一定，因此幅度點組合起來形成一個圓周，我們稱之為星座圖。對于MPSK調(diào)制來說，星座圖中顯示出來的幅度矢量點因為都集中分布在一個圓周上，因此，M的數(shù)值越大，各矢量點之間的距離就越小。若允許傳輸信號的幅度可隨著相位的變化而改變，則星座圖不再是一個圓周，而變得層次分明，能夠充分利用信號平面，同時，也能盡可能不減小幅度的矢量點之間的最小距離。這種調(diào)制方法就是幅度與相位相結合的多進制調(diào)制方法，稱為正交幅度調(diào)制（QAM），又可稱為幅相鍵控（APK）。QAM信號可用下式表示：式中，g（t）是寬度為T的單個矩形脈沖。an的取值為，的取值為。顯然，QAM信號的可能狀態(tài)數(shù)為m×n。若m=n=4，則可以合成16QAM信號。

4.3調(diào)制技術46圖4-16 16PSK和16QAM星座圖

16PSK的星座圖和16QAM的星座圖如下圖所示。QAM的星座圖應用非常廣泛，其圖形常為矩形或十字形，其中，M=4、16、64、256時，星座圖為矩形，而M=32、128時星座圖則為十字形。設調(diào)制信號的最大幅度為1，則MPSK時，星座圖上幅度矢量點之間的最小距離為而QAM時，若星座圖為矩形，則最小距離為當M=4時，，即4PSK的星座圖與4QAM的星座圖相同，而M＞4時，QAM的最小距離就要比MPSK的最小距離大，因此可知，QAM的抗干擾能力要優(yōu)于MPSK。

4.3調(diào)制技術474．最小頻移鍵控（MSK）最小頻移鍵控MSK是頻移鍵控FSK的一種改進形式，是相位連續(xù)、包絡恒定的2FSK。在FSK調(diào)制時，從一個碼元到另一個碼元時，兩碼元之間頻率跳變，相位可能會不連續(xù)，而MSK具有正交信號的最小頻差，能保持相位連續(xù)，解決了包絡起伏的問題。MSK信號可表示為式中，fc為載波頻率，A為已調(diào)信號幅度，是隨著時間變化而發(fā)生連續(xù)變化的相位。設要發(fā)送的數(shù)據(jù)信號，碼元長度為Tb，則在一個碼元時間內(nèi)，分別用兩個不同頻率f1、f2的正弦信號表示2FSK信號，可得其中，ω1=2πf1，ω2=2πf2，定義載波角頻率為ω1和ω2相對于ωc的角頻偏為

4.3調(diào)制技術48

定義調(diào)制指數(shù)為：，f1和f2分別為對應于2FSK信號的兩種符號頻率。根據(jù)以上公式，可以重寫MSK信號為顯然，MSK調(diào)制中，h=0.5，由于一般頻移鍵控信號的調(diào)制指數(shù)都大于0.5，而當h=0.5時，滿足在碼元交替點相位連續(xù)的條件，是頻移鍵控為保證良好誤碼性能所允許的最小調(diào)制指數(shù)，此時，F(xiàn)SK調(diào)制信號波形相關系數(shù)為0，信號是正交的，所以稱h=0.5的MSK為最小頻移鍵控。MSK調(diào)制在碼元轉(zhuǎn)換時刻，已調(diào)信號相位連續(xù)無突變，MSK信號的功率譜密度旁瓣峰值滾降不快，頻譜相對集中，外帶功率很小。因此，MSK的帶寬利用率高，同時減少了相鄰信道的干擾。

多址技術4.4

4.4多址技術50

在無線頻率資源有限的條件下，大多數(shù)移動通信系統(tǒng)，特別是公眾移動通信系統(tǒng)，均采用多用戶共享一個通信信道傳送信息。為保證多用戶正常通信，需要采用有效的多址接入技術，簡稱多址技術。移動通信系統(tǒng)常用的多址方式有頻分多址（FDMA）、時分多址（TDMA）、碼分多址（CDMA）和空分多址（SDMA）等。4.4.1頻分多址技術

頻分多址技術是將可以使用的帶寬分成多個等間距且頻率互不重疊的信道，每個信道具有一對頻率（接收頻率和發(fā)射頻率），用戶通信時被分配給一個信道。即不同的通信用戶是靠不同的頻率劃分來實現(xiàn)通信的。頻分多址的主要優(yōu)點是技術成熟、設備簡單、容易實現(xiàn)。主要缺點是容量小、抗干擾能力差。采用頻分多址必須注意：設置適當?shù)念l率保護帶，防止帶通濾波器頻率特性不理想時產(chǎn)生的“鄰道干擾”；設法減少由于電路的非線性帶來的互調(diào)干擾。模擬移動通信系統(tǒng)采用了頻分多址技術，典型的模擬蜂窩移動通信系統(tǒng)有美國的AMPS系統(tǒng)、英國的TACS系統(tǒng)、瑞典的NMT—900系統(tǒng)和日本的HCMTS系統(tǒng)。我國900MHz模擬蜂窩移動通信網(wǎng)采用的是英國的TACS系統(tǒng)。隨著移動通信的發(fā)展，用戶數(shù)量劇增，采用頻分多址的模擬移動通信系統(tǒng)在頻率利用率、保密性、系統(tǒng)容量和語音質(zhì)量等方面都暴露出了不足?，F(xiàn)代的數(shù)字移動通信系統(tǒng)都采用了性能比頻分多址先進的時分多址和碼分多址技術。

4.4多址技術51

時分多址不是在頻率軸上劃分，而是在時間軸上劃分。時分多址移動通信系統(tǒng)中所有用戶都使用同一射頻帶寬，按一定的秩序分不同時間發(fā)射。它是將時間軸劃分成許多時隙，不同的用戶使用不同的時隙，N個時隙組成一幀，以幀的形式傳送，達到共用信道的目的。因為是按時間來劃分，所以對每個用戶而言，其發(fā)射和接收都不是連續(xù)的。時分多址技術是數(shù)字數(shù)據(jù)通信和第二代移動通信的基本技術。在TDMA/TDD系統(tǒng)中，時間被分割成周期性的幀，每一幀再分割成若干個時隙，無論幀或時隙都是互不重疊的。每幀中的時隙一半用于上行鏈路，一半用于下行鏈路。根據(jù)一定的時隙分配原則，讓各個移動臺在每幀內(nèi)只能按照指定的時隙向基站發(fā)送信號，而基站在滿足定時和同步的條件下，可以分別在各時隙中接收各移動臺的信號且互不干擾。同時，基站也是按照順序向多個移動臺分別發(fā)送信號，在預定的時隙進行傳輸。在TDMA/FDD系統(tǒng)中，上行鏈路和下行鏈路具有完全相同或相似的幀結構，但它們使用的頻段不同。與采用頻分多址的模擬移動通信系統(tǒng)相比，采用時分多址的數(shù)字移動通信系統(tǒng)的移動用戶容量提高，傳輸速率也比FDMA高，在頻率利用率、保密性、數(shù)據(jù)傳輸和語音質(zhì)量等方面也都有很大的改善。盡管時分多址數(shù)字移動通信系統(tǒng)比頻分多址的模擬移動通信系統(tǒng)在很多方面有了提高，但它仍沒有很好地解決抗多徑干擾問題，并且它對時間的同步要求非常嚴格，導致設備也比較復雜。這就促使了采用碼分多址（CDMA）技術的數(shù)字移動通信系統(tǒng)的產(chǎn)生。4.4.2時分多址技術

4.4多址技術52

采用碼分多址的CDMA數(shù)字移動通信系統(tǒng)是靠編碼的不同來區(qū)別不同的移動用戶。在CDMA系統(tǒng)中，每個用戶配有不同的地址碼，各用戶所發(fā)射的載波既受基帶數(shù)字信號調(diào)制，又受地址碼調(diào)制。在接收端，對某一用戶，只有確知其地址碼的接收機才能用相關檢測解調(diào)器調(diào)出相應的基帶信號，而其他用戶信息或其他接收機因地址碼不同，無法解調(diào)出信號。碼分多址技術是第二代移動通信的演進技術和第三代移動通信的基本技術。碼分多址技術是建立在擴頻技術之上的一種多址技術，故碼分多址又稱為擴頻多址。碼分多址移動通信系統(tǒng)就是利用擴頻通信的多址性，每個移動用戶使用不同的具有正交性的擴頻偽隨機碼（PN碼）作地址碼，使得每個用戶之間沒有影響或相互影響極小。因而碼分多址的移動通信系統(tǒng)能在同一頻帶內(nèi)，允許多用戶同時發(fā)送或接收信號，實現(xiàn)多址通信。碼分多址中最常用的擴頻方式是直接序列調(diào)相方式和跳頻方式。1．直接序列調(diào)相方式直接序列調(diào)相（CDMA/DS）碼分多址方式屬于直接型的PSK調(diào)制，地址碼用偽隨機序列（即PN序列），通常記為CDMA/DS或CDMA/PSK/DS。2．跳頻方式跳頻（CDMA/FH）方式屬于間接型MFSK調(diào)制。碼分多址方式抗干擾性強，保密性好且設備簡單，但傳輸速率相對較低。從理論上說，TDMA的通信容量大于FDMA，而CDMA的通信容量大于TDMA和FDMA，綜合各種因素，一般認為CDMA的通信容量是TDMA的4~6倍，是FDMA的20倍左右。4.4.3碼分多址技術

4.4多址技術53

空分多址是利用用戶空間特征的不同來實現(xiàn)多址通信的。利用天線的方向性來分割各個用戶信號，使得不同地域的用戶在同一時間使用相同頻率實現(xiàn)互不干擾的通信。利用定向天線和窄波束天線，使電磁波按一定指向輻射，為小區(qū)內(nèi)的每一個用戶形成一個波束。不同波束范圍可以使用相同的頻率，也可以控制發(fā)射的功率。但這種方式要求天線的波束較窄并且具有十分準確的方向性。在實際應用中，空分多址技術作為衛(wèi)星通信的基本技術。衛(wèi)星天線的波束指向地球表面的不同區(qū)域的地球站，這樣，即使地球站在同一時間內(nèi)使用相同的頻率進行收發(fā)電波信號，也不會出現(xiàn)空間上的重疊，不會產(chǎn)生干擾。空分多址方式很少單獨使用，而是與其他多址方式結合使用，其典型方式是與時分多址方式組合，構成SDMA/SS/TDMA多址方式，即空分多址/衛(wèi)星轉(zhuǎn)接/時分多址方式。4.4.4空分多址技術

交織技術4.5

4.5交織技術55

在信道編解碼時，其主要作用是進行差錯控制，差錯分為隨機差錯和突發(fā)差錯。信道編解碼對于隨機差錯能夠做到較為準確的檢測和校正，而在實際傳輸中，比特差錯經(jīng)常是成串發(fā)生的。持續(xù)較長的深衰落谷點會影響到幾個相鄰的比特，對于這種突發(fā)差錯，信道編解碼往往是無能為力。這時，就需要采用交織技術，將信道中的突發(fā)的成串差錯變?yōu)殡S機的獨立差錯。在水平垂直監(jiān)督碼中將信息碼元排列成方陣，然后對行和列分別進行檢驗，可以達到檢測突發(fā)差錯的目的。而這種方法也同樣可以用于糾正突發(fā)差錯，由此構造的糾錯方法就是交織技術。交織技術就是把一條消息中的相繼比特隔開，以非相繼的方式傳送，將突發(fā)差錯變?yōu)殡x散的隨機差錯。交織技術的實現(xiàn)通過存儲器來完成，信道輸入端將信息按行寫入交織存儲器，按列讀出；在信道輸出端，將信息按列寫入去交織存儲器，按行讀出。如圖4-17所示。圖4-17 分組交織器實現(xiàn)框圖

4.5交織技術56

交織存儲器是一個m×n的存儲陣列，碼流按行輸入后按列輸出，如圖4-18所示，進入突發(fā)信道時碼流的順序由1,2,3,……,7,8,……,變?yōu)?,6,11,16,21,26,……。假如信道中產(chǎn)生了5個連續(xù)的差錯，如果不交織，則這5個差錯會集中在一個或者兩個碼字上，可能無法糾錯。而采用交織技術，去交織后差錯將分攤在5個碼字上，每個碼字中僅有1個差錯，易于糾錯。可見，經(jīng)過交織和去交織后，原來信道中的突發(fā)差錯會變成隨機獨立差錯，這時再用信道編碼糾錯功能糾正差錯，就能恢復原消息。在GSM系統(tǒng)中，信道編碼后進行交織，交織分為兩次，第一次為內(nèi)部交織，第二次為塊間交織。將20ms語音信號經(jīng)信道編碼得到的456bit分為8幀，每幀為57bit，對每個57bit進行比特交織，即內(nèi)部交織，之后根據(jù)奇偶原則分配到不同的突發(fā)塊口，形成二次交織。交織前相鄰的兩符號在交織后的間隔距離稱為交織深度，而交織后相鄰兩符號在交織前的間隔距離稱為交織寬度。因此，對于一個m×n的交織陣列，若是行輸入列輸出的話，其交織深度為m，交織寬度為n。交織陣越大，傳輸特性越好，但傳輸時延也越大，在現(xiàn)實中，當語音延時不大于40ms時，人的耳朵都是可以忍受的，因此在所有交織器中都帶有一個延時小于40ms的固定延時。圖4-18 交織存儲器工作原理

均衡技術4.6

4.6均衡技術58

在實際基帶傳輸系統(tǒng)中，由于設備限制、信道條件有限等因素，不可能完全滿足理想波形傳輸?shù)臒o失真要求。因多徑效應而導致的碼間干擾會使傳輸信號產(chǎn)生失真，從而在接收端產(chǎn)生誤碼。均衡技術就是用來有效克服時分信道中多徑效應引起的碼間干擾的一種技術。2.6.1均衡原理

為了減小碼間干擾，提高通信質(zhì)量，通常在通信系統(tǒng)中接入可調(diào)整濾波器，對整個系統(tǒng)的傳輸函數(shù)進行校正。這種起補償校正作用的可調(diào)濾波器稱為均衡器。如果在頻域中進行校正，以補償系統(tǒng)的幅頻和相頻特性，稱為頻域均衡，頻域均衡滿足奈奎斯特整形定理的要求，僅在判決點滿足無碼間干擾的條件相對寬松一些。如果在時域進行，即直接校正系統(tǒng)的沖激響應，則稱為時域均衡。隨著數(shù)字信號處理理論和超大規(guī)模集成電路的發(fā)展，時域均衡已成為高速數(shù)據(jù)傳輸中所使用的主要方法。假設發(fā)送單個脈沖，如圖4-19（a）所示，則經(jīng)過信道和接收濾波器后，輸出信號波形，如圖4-19（b），由于信道特性不理想，波形產(chǎn)生失真，從而在抽樣點上產(chǎn)生對其他碼元的干擾。為減小此碼間干擾，在判決之前給失真波形加上圖4-19（c）所示的補償波形，則抽樣點上的波形相互疊加抵消，不再有碼間干擾。

4.6均衡技術59

時域均衡器可以分為兩大類：線性均衡器和非線性均衡器。如果接收機解調(diào)出來的數(shù)字信號未被用于均衡器的反饋邏輯中，則為線性均衡器，反之，如果接收機解調(diào)出來的數(shù)字信號被用于均衡器的反饋邏輯中，并幫助改變了均衡器的后續(xù)輸出，則為非線性均衡器。圖4-19 時域均衡原理框圖

4.6均衡技術60

在信道頻率響應特性比較平坦，所引起的碼間干擾不太嚴重的情況下，可采用線性均衡。在線性均衡器中，最常用的均衡器結構是線性橫向均衡器，它由若干個抽頭延遲線組成，延時時間間隔等于碼元間隔，每個抽頭的延時信號經(jīng)加權送到一個相加電路匯總后輸出，其形式與有限沖激響應濾波器（FIR）相同，如圖4-20所示。圖4-20 橫向濾波器

假設有（2N+1）個抽頭，加權系數(shù)分別為，輸入波形抽樣值序列為，輸出波形抽樣值序列為，則有

4.6均衡技術61

輸出序列可以用矩陣進行計算，可以推論，由于橫向濾波器的抽頭太少，因此，雖然輸出臨近抽樣點的碼間干擾已校正為零，但相隔較遠的抽樣時刻還是出現(xiàn)了新的干擾。一般來說，一個有限抽頭的橫向濾波器不可能完全消除碼間干擾，但當抽頭數(shù)較多時可以將干擾減小到相當小的程度。當信道失真嚴重，線性均衡器不易處理時，可考慮非線性均衡器。非線性均衡器的種類較多，包括判決反饋均衡器(DFE)、最大似然(ML)符號檢測器和最大似然序列估計等。2.6.2自適應均衡器

在無線信道中，由于移動衰落信道具有隨機性和時變性，要求均衡器必須能實時跟蹤移動通信信道的時變特性，這種均衡器被稱為自適應均衡器。自適應均衡器的工作過程包含兩個階段，一是訓練過程，二是跟蹤過程。在訓練過程中，發(fā)送端向接收機發(fā)射一組已知的固定長度訓練序列，接收機根據(jù)訓練序列設定濾波器的參數(shù)，使檢測誤碼率最小。典型的訓練序列是偽隨機二進制信號或一個固定的波形信號序列，緊跟在訓練序列后面的是用戶消息碼元序列。接收機的自適應均衡器采用遞歸算法估計信道特性，調(diào)整濾波器參數(shù)，補償信道特性失真，訓練序列的選擇應滿足接收機均衡器在最惡劣的信道條件下也能實現(xiàn)濾波器參數(shù)調(diào)整，所以，訓練序列結束后，均衡器參數(shù)基本接近最佳值，以保證用戶數(shù)據(jù)的接收。在接收用戶消息數(shù)據(jù)時，均衡的自適應算法跟蹤不斷變化的信號