三電平逆變器中點(diǎn)鉗位平衡電路的研究

近年來，多坪變換已成為人們研究的主題。三平頻器是最簡(jiǎn)單、最實(shí)用的二次濾波電路。與傳統(tǒng)的兩平頻器相比，三平頻器具有兩倍的正向干擾電壓，從而減少波形和開關(guān)的頻率，從而減少系統(tǒng)的損失。低頻開關(guān)裝置可以應(yīng)用于高壓變換器。然而，三平頻器的控制策略復(fù)雜，考慮到相位補(bǔ)償，當(dāng)偏轉(zhuǎn)源直接線中的兩個(gè)相鄰功率的中點(diǎn)電壓發(fā)生位移時(shí)，三平頻器輸出的電壓波形會(huì)發(fā)生變化，從而增加振動(dòng)和噪聲，從而抑制三平頻器中點(diǎn)的電位位移。有硬件和軟件限制三平頻器中點(diǎn)位移的方法。從軟件的角度來看，控制的復(fù)雜性增加了。作者提出了一種用于抑制三平衡器中點(diǎn)二次偏移的硬件電路實(shí)現(xiàn)方法。詳細(xì)介紹了其工作原理和電路設(shè)計(jì)，美國mathus開發(fā)的嵌入式模擬軟件nb和simulik發(fā)表了研究，并給出了良好的模擬結(jié)果。1變壓器的工作原理三電平逆變器主電路結(jié)構(gòu)如圖1所示.其中VX1～VX4分別為X(X=A,B,C)相上的電力電子器件——絕緣柵雙極型晶體管(insulatedgatebipolartransistor,IGBT);DX1～DX4為與其反并聯(lián)的續(xù)流二極管;DX5,DX6為相應(yīng)各相的箝位二極管;P,N為直流側(cè)正、負(fù)電壓母線;O為中性點(diǎn);C1,C2為直流側(cè)的分壓電容;UA～UC為逆變器的三相輸出電壓;Udc為直流側(cè)電壓;iC1和iC2分別為流經(jīng)C1和C2的電流;iNP為流經(jīng)中性點(diǎn)的電流.以X相為例說明三電平逆變器的工作原理為:VX1和VX2導(dǎo)通時(shí)X相輸出正電平;VX3和VX4導(dǎo)通時(shí),X相輸出負(fù)電平;VX2和VX3導(dǎo)通時(shí),X相輸出零電平.因此,逆變器交流側(cè)每相輸出電壓相對(duì)于直流側(cè)電壓有三種取值的可能,這正是三電平逆變器名稱的由來.三電平逆變器運(yùn)行中會(huì)存在一個(gè)問題,即中點(diǎn)電位偏移,這是由于在直流側(cè)中性點(diǎn)存在著流入或流出的中點(diǎn)電流iNP,如圖1所示.當(dāng)某一相上輸出為零電壓時(shí)(VX2,VX3管導(dǎo)通),中點(diǎn)電流使得直流側(cè)電容分壓產(chǎn)生失衡:當(dāng)iNP流出中點(diǎn)時(shí),對(duì)C1充電;當(dāng)iNP流入中點(diǎn)時(shí),對(duì)C2充電,若C1,C2的充放電過程不均衡,則中點(diǎn)電位就要發(fā)生偏移.由此可見,iC1≠iC2或iNP≠0是產(chǎn)生中點(diǎn)電位偏移的必要條件,而零電壓在此過程中起了重要影響.2a.林斯基碳質(zhì)控制電路筆者提出的中點(diǎn)電位平衡電路的主電路如圖2所示.電路中T1,T2,T3為IGBT管,D1,D2為續(xù)流二極管,L1,L2為儲(chǔ)能電感,C1,C2為分壓電容.與普通抑制電路相比,該電路增加了一個(gè)IGBT管T3,通過控制T3管的導(dǎo)通與關(guān)斷,可以抑制直流側(cè)電壓Udc不變情況下C1,C2端的電壓變化,即使Udc降低,該電路也能有效抑制中點(diǎn)電位的偏移.2.1金融系統(tǒng)工作原理若Udc保持不變,則Udc=UC1+UC2為常數(shù),UC1增加必然導(dǎo)致UC2下降,同樣UC1下降必然使UC2增加,因此可以通過調(diào)整直流側(cè)兩個(gè)分立電容的電壓來平衡中點(diǎn)電位.為實(shí)現(xiàn)這一目標(biāo),使T3始終處于導(dǎo)通狀態(tài),此時(shí)的等效電路如圖3所示.這一電路由Boost和Buck變換器組成.T1,D1,L1和C2構(gòu)成Buck變換器;T2,D2,L2和C1構(gòu)成Boost變換器.電路的工作模式相應(yīng)地分為Buck變換模式和Boost變換模式.這兩種變換模式的工作狀態(tài)應(yīng)當(dāng)互補(bǔ).當(dāng)UC1>UC2時(shí),Buck變換電路(T1,D1,L1,C2)開始工作,與此同時(shí),Boost變換電路停止工作.Buck變換模式中,是通過調(diào)整C2兩端的電壓實(shí)現(xiàn)抑制中點(diǎn)電位偏移的.當(dāng)T1導(dǎo)通時(shí),一方面在Udc作用下,電流流經(jīng)T1,L1,C2,另一方面電容C1上的電壓UC1經(jīng)T1與L1構(gòu)成回路,均使電感L1儲(chǔ)能;當(dāng)T1關(guān)斷時(shí),經(jīng)C2,D1,L1的回路將儲(chǔ)存在L1中的電能轉(zhuǎn)換到C2中,電容C2充電,其上電壓增大,直到C1與C2上的電壓平衡.當(dāng)UC2>UC1時(shí),Buck變換器不再工作,Boost變換電路開始工作.由于UC2>UC1,C2中的能量將間接轉(zhuǎn)移到C1中.當(dāng)T2導(dǎo)通時(shí),一方面C2上的電壓UC2經(jīng)L2,T2放電,能量存儲(chǔ)在L2中,另一方面Udc經(jīng)C1和C2重新分配電壓;當(dāng)T2關(guān)斷時(shí),二極管D2導(dǎo)通,存儲(chǔ)在L2中的能量通過D2轉(zhuǎn)移到C1中.這樣,在Boost變換模式中,通過調(diào)整C1兩端的電壓就可以抑制中點(diǎn)電位的偏移,直到UC1=UC2.2.2tt-bck變換器當(dāng)輸入電源發(fā)生脈動(dòng)導(dǎo)致Udc減小至低于電壓保護(hù)設(shè)定值時(shí),圖2所示電路中的T3管關(guān)斷,此時(shí)的等效電路如圖4所示.Boost和Buck變換器同時(shí)工作,不僅使C1,C2上的電壓平衡,而且使它們的電壓之和等于所設(shè)定的Udc值.Buck變換器調(diào)整電容C2兩端的電壓.T1導(dǎo)通時(shí),從Udc流出的電流流經(jīng)T1,L1,C2,使L1儲(chǔ)能;T1關(guān)斷時(shí),L1中的能量轉(zhuǎn)換到C2中.與此同時(shí),Boost變換器將能量從C2轉(zhuǎn)換到C1中,調(diào)整C1兩端的電壓,其工作過程與上述Boost變換模式相同.3電路參數(shù)設(shè)計(jì)3.1t1導(dǎo)通、電流企業(yè)以高電壓下的充放電保護(hù)文獻(xiàn)中已經(jīng)證明:中點(diǎn)電流最大值近似等于逆變器的輸出電流.筆者提出的平衡電路,中點(diǎn)電流最大值出現(xiàn)在T1導(dǎo)通、儲(chǔ)能電感L1中電流線性增加過程中或出現(xiàn)在T2導(dǎo)通、電流流經(jīng)C2對(duì)L2儲(chǔ)能的過程中.因此即使在中點(diǎn)電位偏移最大情形即中點(diǎn)電流最大時(shí),流經(jīng)T1,T2的電流應(yīng)當(dāng)與流過三電平逆變器中開關(guān)器件的電流值是相等的.另外不難看出,T1,T2的耐壓值應(yīng)當(dāng)是三電平逆變器中開關(guān)器件耐壓值的2倍.3.2中點(diǎn)電位波動(dòng)頻率公式每個(gè)分壓電容承受直流側(cè)電壓的一半,因此對(duì)電容要求應(yīng)當(dāng)是電容的內(nèi)壓大于Udc/2的電解電容.為簡(jiǎn)單起見,完全可以將C1,C2設(shè)計(jì)為標(biāo)稱值相等的電容C,由三電平逆變器的工作過程容易推出電容C的計(jì)算公式為式中:INPmax為流經(jīng)中點(diǎn)的電流最大值;ωNP為中點(diǎn)電位波動(dòng)頻率;UNPR為中點(diǎn)電壓變化的最大值.若設(shè)三電平逆變器三相輸出電壓電流的相位角為θ、調(diào)制深度為M、輸出角頻率為ω、輸出電流有效值為I,則中點(diǎn)電位的偏移值UNP可以計(jì)算出來,中點(diǎn)電壓變化的最大值UNPR也就很容易確定了.前已敘述,中點(diǎn)電流最大值近似等于逆變器的輸出電流,因此流經(jīng)中點(diǎn)的電流最大值INPmax為一般說,中點(diǎn)電位波動(dòng)頻率ωNP為逆變器輸出頻率ω的3倍,即結(jié)合式(1),(2),(3),容易計(jì)算出電容C的內(nèi)壓.可以看出:電容的大小不僅與中點(diǎn)電流的最大值有關(guān),還與中點(diǎn)電壓波紋大小及中點(diǎn)電壓頻率有關(guān).3.3區(qū)域內(nèi)電池放電在Buck變換模式中,流過儲(chǔ)能電感L1的電流不能發(fā)生突變,只能近似線性地上升或下降.設(shè)開關(guān)周期為T,開關(guān)管T1導(dǎo)通時(shí)間為ton,截止時(shí)間為toff,占空比為k=ton/T.在開關(guān)管T1導(dǎo)通時(shí),忽略其飽和導(dǎo)通管壓降,則L1兩端電壓為式中:ΔIL1max為T1導(dǎo)通期間儲(chǔ)能電感L1中流過電流增加量的最大值.由式(1),(2)可解得T1關(guān)斷時(shí),式中:ΔI′L1max為T1關(guān)斷期間L1中流過電流減小量的最大值.由ΔIL1max=ΔI′L1max,可得將式(5)代入式(3)得在Boost變換模式中,根據(jù)同樣的道理.可得L2的計(jì)算公式.為方便起見,同樣可以將L1,L2設(shè)計(jì)為相同標(biāo)稱值的電感.3.4平衡電路開關(guān)頻率a平衡電路的開關(guān)頻率不能低于逆變器主電路開關(guān)頻率,否則抑制中點(diǎn)電位偏移的效果將不明顯.但是若平衡電路開關(guān)頻率過高,則不僅使器件損耗增大,而且還會(huì)對(duì)主電路產(chǎn)生不利影響,干擾主電路的正常工作.一般取平衡電路的開關(guān)頻率為逆變器主電路開關(guān)頻率的2～4倍.占空比的設(shè)計(jì)應(yīng)當(dāng)滿足使得在T1動(dòng)作的Buck模式中,儲(chǔ)能電感L1中的能量完全轉(zhuǎn)換到C1中;在T2動(dòng)作的Boost模式中,L2中的能量完全轉(zhuǎn)換到C1中,因此占空比一般可以設(shè)計(jì)為40%～60%.4等運(yùn)算模塊仿真筆者在Matlab/Simulink環(huán)境下建立了系統(tǒng)仿真模型,其中主要包括三電平逆變器和中點(diǎn)電位平衡電路的數(shù)字化仿真模型,分別如圖5a和b所示.仿真模型中引入了時(shí)鐘(Clock)、正弦波(SinWave)等信號(hào)源模塊以及增益(K)、積分運(yùn)算1/s和微分du/dt等運(yùn)算模塊.數(shù)字仿真模型更多地使用了數(shù)字邏輯模塊,完成諸如或(OR)、非(NOT)和異或(NOR)等邏輯運(yùn)算.>=模塊是一個(gè)關(guān)系運(yùn)算模塊,Selector為一個(gè)選路器模塊,eps模塊是一個(gè)設(shè)定值誤差.大量復(fù)雜的運(yùn)算是通過函數(shù)計(jì)算模塊(Fcn)來完成的.在圖a中,由信號(hào)源組合產(chǎn)生的控制信號(hào)通過一系列函數(shù)運(yùn)算最終輸出三電平逆變器的三相電壓UA,UB,UC.在圖b中,輸入為中性點(diǎn)電流和開關(guān)控制信號(hào)Sw1,Sw2,輸出為UC1,UC2.仿真參數(shù)為:三電平逆變器直流側(cè)輸入電壓為530V,輸出頻率為10Hz,采用雙三角波(SPWM)調(diào)制.控制電路中分壓電容值為3300μF,儲(chǔ)能電感值