第7章

增量調(diào)制

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內(nèi)容

前言7.1

單增量調(diào)制原理7.2

數(shù)字壓擴(kuò)自適應(yīng)增量調(diào)制7.3

增量總和調(diào)制7.4

信道誤碼對(duì)增量調(diào)制的影響3

前言

增量調(diào)制簡(jiǎn)稱ΔM,它是繼PCM后出現(xiàn)的又一種模擬信號(hào)數(shù)字化方法。

l

增量調(diào)制獲得應(yīng)用的主要原因:在比待率較低時(shí),增量調(diào)制的量化信噪比高于PCM;增量調(diào)制的抗誤碼性能好。能工作于誤比待率為的信道,而PCM則要求誤比特率為；增量調(diào)制的編譯碼器比PCM簡(jiǎn)單。

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7.1簡(jiǎn)單增量調(diào)制原理定義:用相鄰樣值的相對(duì)大?。ㄔ隽浚┩瑯幽芊从承盘?hào)的變化規(guī)律,將增量編碼傳輸?shù)姆绞椒Q為ΔM。

基本思想:用一個(gè)階梯波去逼近一個(gè)模擬信號(hào)FLASH演示5FLASH演示6

首先，根據(jù)信號(hào)的幅度大小和和抽樣頻率確定階梯信號(hào)的臺(tái)階。在抽樣時(shí)刻，比較信號(hào)和前一時(shí)刻的階梯波形取值其中:如果，則用上升一個(gè)臺(tái)階表示，此時(shí)編碼器輸出“1”碼;

(2)如果，則用下降一個(gè)臺(tái)階表示，此時(shí)編碼器輸出"0"碼。說(shuō)明7

下次編碼按上述方法將與比較，使之上升或下降一個(gè)臺(tái)階電壓去逼近模擬信號(hào)。如果抽樣頻率足夠高，臺(tái)階電壓足夠小，則階梯波形近似為，而上升臺(tái)階和下降臺(tái)階的二進(jìn)制代碼分別用“1”和“0”表示。這個(gè)過(guò)程就是增量編碼。如上圖所示的模擬信號(hào)采用增量調(diào)制編碼編出的二進(jìn)制代碼為:01010111111100011。說(shuō)明(續(xù))8

實(shí)際ΔM系統(tǒng)的方框圖9發(fā)送端編碼器相減器判決器本地譯碼器

作用:取出差值e(t)，使e(t)=m(t)-m1(t)。組成:10發(fā)送端編碼器相減器判決器本地譯碼器組成:作用:對(duì)差值e(t)的極性進(jìn)行識(shí)別和判決，以便在抽樣時(shí)刻輸出數(shù)碼（增量碼）c(t)，即如果在給定抽樣時(shí)刻ti上有

e(ti)=m(ti)-m1(ti)<0則判決器輸出“1”碼；如有e(ti)=m(ti)-m1(ti)>0則輸出“0”碼。11發(fā)送端編碼器相減器判決器本地譯碼器組成:

由積分器和脈沖產(chǎn)生器組成。作用：根據(jù)c(t)，形成預(yù)測(cè)信號(hào)m1(t)，即c(t)為“1”碼時(shí)，m1(t)上一個(gè)量階σ，c(t)為“0”碼時(shí)，m1(t)下降一個(gè)量階σ，并送到相減器與m(t)進(jìn)行幅度比較。

12發(fā)送端編碼器相減器判決器本地譯碼器組成:注意：若用階梯波m′(t)作為預(yù)測(cè)信號(hào)，則抽樣時(shí)刻ti應(yīng)改為ti-，表示ti時(shí)刻的前一瞬間，即相當(dāng)于階梯波形躍變點(diǎn)的前一瞬間。在ti-時(shí)刻，斜變波形與階梯波形有完全相同的值。13接收端解碼電路組成：由譯碼器低通濾波器電路結(jié)構(gòu)和作用與發(fā)送端的本地譯碼器相同，用來(lái)由c(t)恢復(fù)m1(t)，為了區(qū)別收、發(fā)兩端完成同樣作用的部件，我們稱發(fā)端的譯碼器為本地譯碼器。14接收端解碼電路組成：由譯碼器低通濾波器作用：濾除m1(t)中的高次諧波，使輸出波形平滑，更加逼近原來(lái)的模擬信號(hào)m(t)。15

與DPCM的關(guān)系

由于ΔM前后兩個(gè)樣值的差值的量化編碼,所以ΔM實(shí)際上是最簡(jiǎn)單的一種DPCM方案，預(yù)測(cè)值僅用前一個(gè)樣值來(lái)代替，即當(dāng)DPCM系統(tǒng)的預(yù)測(cè)器是一個(gè)延遲單元。量化電平取為2時(shí)，該DPCM系統(tǒng)就是一個(gè)簡(jiǎn)單ΔM系統(tǒng)，如下圖所示：16增量調(diào)制的過(guò)載特性

當(dāng)信號(hào)頻率過(guò)高時(shí),本地譯碼信號(hào)會(huì)出現(xiàn)跟不上信號(hào)變化的現(xiàn)象,稱為“過(guò)載”

。過(guò)載：17

最大跟蹤斜率l

在給定量化間隔(也稱量階)Δ的情況下,Ts為抽樣周期，Δ／Ts稱為臨界過(guò)載情況下最大跟蹤斜率。l

當(dāng)輸入信號(hào)為正弦波S(t)＝Acosωt,其最大斜率為Aω,則臨界過(guò)載時(shí):18不過(guò)載情況下，ΔM的量化噪聲：

最大量化信噪比

e(t)=S(t)-Sl(t),且假定e(t)值在(+Δ,-Δ)之間為均勻分布,

即p(e)＝1／(2Δ)。19假定量化噪聲功率譜在(0,)內(nèi)為均勻分布。若收端濾波器的帶寬為,則接收端經(jīng)低通濾波器后輸出的量化噪聲

臨界過(guò)載時(shí)信號(hào)功率

信號(hào)頻率

最大量化信噪比（續(xù)1）20ΔM的最大量化信噪比為

用dB表示最大量化信噪比（續(xù)2）21簡(jiǎn)單ΔM的信噪比與成三次方關(guān)系。即抽樣頻率每提高一倍,量化信噪比提高9dB。通常記作9dB／倍頻程。因此,一般ΔM的抽樣頻率至少在16kHz以上才能使量化信噪比達(dá)到15dB以上。32kHz時(shí),量化信噪比約為26dB,只能滿足一般通信質(zhì)量的要求。量化信噪比與信號(hào)頻率的平方成反比。即信號(hào)每提高一倍頻率,量化信噪比下降6dB。記作-6dB／倍頻程。因此簡(jiǎn)單ΔM時(shí)語(yǔ)音高頻段的量化信噪比下降。

表明227.2數(shù)字壓擴(kuò)自適應(yīng)增量調(diào)制

簡(jiǎn)單增量調(diào)制的缺點(diǎn)：

簡(jiǎn)單增量調(diào)制量化噪聲功率是不變的,因而在信號(hào)功率S下降時(shí),量化信噪比也隨之下降,如式

與簡(jiǎn)單ΔM比較：

差別在于增加了連“1”連“0”數(shù)字檢測(cè)電路和音節(jié)平滑電路,脈沖幅度調(diào)制器代替了固定幅度的脈沖發(fā)生器。數(shù)字壓擴(kuò)ΔM與簡(jiǎn)單ΔM相比,編碼器能正常工作的動(dòng)態(tài)范圍有很大的改進(jìn)。數(shù)字壓擴(kuò)自適應(yīng)增量調(diào)制就是為了克服簡(jiǎn)單增量調(diào)制上述缺點(diǎn)的一種方案。24

增量總和調(diào)制(Δ-∑調(diào)制)是針對(duì)簡(jiǎn)單ΔM的過(guò)載電壓幅度隨信號(hào)頻率提高而下降這一缺點(diǎn)而提出的又一調(diào)制方式。7.3增量總和調(diào)制25

將輸入信號(hào)先進(jìn)行積分,使信號(hào)高頻分量幅度下降,然后再進(jìn)行ΔM調(diào)制。在接收端必然要進(jìn)行一次微分,以補(bǔ)償發(fā)端積分后引起的頻率失真。若積分器與微分器是互補(bǔ)的,則接收端積分器與微分器均可省去,使電路得到簡(jiǎn)化。Δ-∑調(diào)制

與簡(jiǎn)單ΔM的主要區(qū)別為抽樣頻率。

為低通濾波器的截止頻率。26對(duì)比簡(jiǎn)單ΔM調(diào)制最大量化信噪比與信號(hào)頻率無(wú)關(guān)。l

應(yīng)用：由于實(shí)際語(yǔ)音的高頻分量較小,一般電話機(jī)內(nèi)都有項(xiàng)加重網(wǎng)絡(luò),加強(qiáng)高頻分量以提高清晰度,因此電話機(jī)輸出語(yǔ)音頻譜具有較平坦的特性,而Δ-∑調(diào)制的頻率響應(yīng)能較好地與電話機(jī)輸出頻譜相匹配。與簡(jiǎn)單ΔM的主要區(qū)別277.4信道誤碼對(duì)增量調(diào)制的影響ΔM傳輸中任一誤碼都會(huì)引起±Δ的誤差,從而使接收端信號(hào)附加失真,總的倍噪比下降。在分析誤碼影響時(shí),我們把接收到的序列分解成無(wú)誤碼信號(hào)序列與碼序列之和,即

經(jīng)推導(dǎo)在有誤碼存在的情況下,ΔM接收端總失真功率：

由式(7—3)及(7—29),上式可寫成

臨界過(guò)載時(shí),由式(7—5)可知最大量化信噪比：

利用式(7-4)求得Smax,則有誤碼存在時(shí)ΔM系統(tǒng)的最大量化信噪比

(7-32)

說(shuō)明：當(dāng)ΔM