第二章諧振功率放大器2.1諧振功率放大器的工作原理2.2諧振功率放大器的工作狀態(tài)2.3諧振功率放大器的高頻特性2.4諧振功率放大器的綜合分析2.5諧振功率放大器的電路設計2.6開關(guān)型功率放大器2.7功率分配與合成2.8集成器件與應用電路舉例本章小結(jié)思考題和習題

2.1諧振功率放大器的工作原理

因為涉及信號的非線性變換和有源器件工作狀態(tài)的轉(zhuǎn)換,所以不能用傳統(tǒng)的基于器件模型的電路分析來完整認識諧振功率放大器。諧振功放的工作原理需要在原理電路的基礎上,通過圖解法和解析法,在時域和頻域上綜合分析。

2.1.1原理電路

諧振功率放大器的原理電路如圖2.1.1所示,電路采用晶體管作為有源器件,這樣的晶體管也稱為功率管。輸入回路和輸出回路共用晶體管的發(fā)射極,構(gòu)成共發(fā)射極組態(tài),可以實現(xiàn)倍數(shù)較大的電壓、電流和功率放大。直流偏置電壓UBB和電壓源電壓UCC為晶體管提供直流偏置。前級電路提供的被放大功率的交流信號用交流輸入電壓ub代表,UBB和ub疊加產(chǎn)生晶體管的輸入電壓uBE。

uBE經(jīng)過晶體管放大產(chǎn)生集電極電流iC,iC流過電感L、電容C和電阻R構(gòu)成的LC并聯(lián)諧振回路,在回路兩端生成交流輸出電壓uc,uc代表放大功率后的交流信號。諧振時,LC并聯(lián)諧振回路的諧振頻率ω0與交流信號的頻率ω相等,uc的方向與C的方向一致,晶體管的輸出電壓uBE等于UCC和uc反向疊加。

圖2.1.1諧振功率放大器的原理電路

2.1.2波形變換

晶體管的轉(zhuǎn)移特性如圖2.1.2所示。大信號工作時,集電極電流iC變化范圍較大,iC和輸入電壓uBE的關(guān)系可以近似為兩段直線,分別代表晶體管的放大區(qū)和截止區(qū)。兩段直線連接點的uBE為晶體管的導通電壓uBE(on),放大區(qū)的轉(zhuǎn)移特性曲線的斜率為晶體管的交流跨導gm

。圖2.1.2諧振功率放大器的波形變換

2.1.3選頻濾波

諧振功率放大器的交流輸出電壓uc應該和交流輸入電壓ub一樣,是完整的余弦波,所以不能簡單地用一個負載電阻直接把余弦脈沖形式的集電極電流iC轉(zhuǎn)換成余弦脈沖電壓,而需要分析iC的頻譜結(jié)構(gòu),用負載網(wǎng)絡對其選頻濾波,得到并輸出余弦波電壓。

作為周期信號,iC可以分解為各個頻率分量疊加的形式,即

其中,IC0為直流分量,即iC的時間平均值,其他各項都是交流分量。交流分量包括頻率為ω的基波分量Ic1mcosωt、頻率為2ω的二次諧波分量Ic2mcos2ωt,以及后續(xù)的各個高次諧波分量。各個交流分量單獨都是余弦波,頻率是ω的整數(shù)倍,振幅各不相同。

在放大區(qū),晶體管的轉(zhuǎn)移特性近似為直線,uBE和iC是線性關(guān)系。在通角范圍內(nèi),如ωt從-θ到θ時,iC可以用cosωt的線性函數(shù)如acosωt+b描述,并利用ωt=0時iC=iCmax和ωt=θ時iC=0確定參數(shù)a、b的取值。ωt從-π到π的一個周期中,iC的表達式為

參考附錄A,利用傅立葉變換,可以計算出iC的直流分量的幅度和各個交流分量的振幅,它們都是iC的峰值iCmax和與θ有關(guān)的余弦脈沖分解系數(shù)的乘積:IC0=iCmaxα0(θ),Ic1m=iCmaxα1(θ),Ic2m

=iCmaxα2(θ),…。IC0,Ic1m,Ic2m

,…都隨θ變化,θ=π/3時,iC的頻譜如圖2.1.3所示。圖2.1.3通角θ=π/3時集電極電流iC的頻譜

當LC并聯(lián)諧振回路的諧振頻率ω0等于交流輸入電壓ub的頻率ω時,LC回路對集電極電流iC中的基波分量Ic1mcosωt諧振,對該電流表現(xiàn)為諧振電阻Re,在回路兩端得到交流電壓uc=ReIc1mcosωt=Ucmcosωt。對iC中其他的頻率分量,LC回路則失諧而近似為短路,不能得到交流輸出電壓。上述選頻濾波的頻域描述如圖2.1.5所示。經(jīng)過選頻濾波,回路兩端的交流輸出電壓只有iC的基波分量產(chǎn)生的頻率為ω的余弦波。

類似地,如果LC回路的諧振頻率等于ub的頻率的整數(shù)倍,如ω0=nω(n=2,3,4,…),則LC回路對iC中的n次諧波分量Icnmcosnωt諧振,而對其他頻率分量失諧。選頻濾波后,回路兩端的交流輸出電壓uc=ReIcnmcosnωt=Ucmcosnωt。于是,電路在放大功率的同時也提高了頻率,可以實現(xiàn)倍頻功放。

2.1.4功率和效率

諧振功率放大器輸出回路的電壓和電流明顯大于輸入回路,可以近似地只分析輸出回路來研究功率和效率。

在輸出回路中,電壓源UCC提供給電路的功率稱為直流輸入功率。UCC給出的電流主要是集電極電流iC,其時間平均值為余弦脈沖的直流分量IC0,直流輸入功率為

LC并聯(lián)諧振回路上的交流功率是諧振功放提供給后級電路的功率,稱為交流輸出功率。在基波輸出,即LC回路的諧振頻率ω0等于交流輸入電壓ub的頻率ω時,諧振電阻Re上的交流電流為iC中的基波分量Ic1mcosωt,交流電壓uc=Ucmcosωt,交流輸出功率為

直流輸入功率是電壓源提供的總功率,除去交流輸出功率提供給后級電路外,剩下的功率消耗在電路內(nèi)部,又因為晶體管集電結(jié)上反偏電壓最大,又流過完整的集電極電流,所以功率消耗主要集中在集電結(jié)上,這部分功率稱為集電結(jié)消耗功率。根據(jù)能量守恒,集電結(jié)消耗功率PC=PE-Po。設計電路時,集電結(jié)消耗功率不能超過所選晶體管允許的最大功耗,以保證管子不被燒壞。

諧振功放的集電極效率是有用的交流輸出功率與總的直流輸入功率的比值,參考式(2.1.1)和式(2.1.2),有

其中,g1(θ)=α1(θ)/α0(θ),稱為波形函數(shù),其與通角θ的關(guān)系如圖2.1.6所示。．

圖2.1.6中,θ從0變化到π,包含了甲類、甲乙類、乙類和丙類功率放大器的情況。從甲類功放到丙類功放,隨著θ的減小,g1(θ)增大,集電極效率ηC不斷提高。圖2.1.6波形函數(shù)g1(θ)與通角θ的關(guān)系

2.2諧振功率放大器的工作狀態(tài)

在同一通角下,由于晶體管工作點的運動軌跡不同,諧振功率放大器可以有不同的工作狀態(tài),各種工作狀態(tài)下的輸出電壓和電流參數(shù)的變化特征不一樣,功率和效率也有區(qū)別。調(diào)整通角和工作狀態(tài)可以使輸出電壓和電流參數(shù)的變化特征符合需要,并獲得合適的功率和效率。

2.2.1動特性曲線

動特性曲線如圖2.2.1所示。作為參考,輸入電壓uBE的波形被畫在輸出特性坐標系的右邊,其中,直流電壓UBB和交流輸入電壓ub=Ubmcosωt是相加關(guān)系。因為放大區(qū)中輸出特性曲線的高度與uCE呈線性關(guān)系,所以可以調(diào)整uBE的波形使其上的工作點與對應的輸出特性曲線等高。第二個參考是晶體管的輸出電壓uCE的波形,其中,直流電壓UCC和交流輸出電壓uc=Ucmcosωt是相減關(guān)系:uCE=UCC-uc=UCC-Ucmcosωt。圖2.2.1動特性曲線

2.2.2工作狀態(tài)

根據(jù)動特性曲線的起點A的位置,可以定義三種諧振功率放大器的工作狀態(tài)。如圖2.2.2所示,如果點A位于uBEmax對應的輸出特性曲線的拐點,即在晶體管的放大區(qū)和飽和區(qū)之間,此時的工作狀態(tài)稱為臨界狀態(tài)。如果點A位于uBEmax對應的輸出特性曲線的水平段上,即完全進入放大區(qū),此時的工作狀態(tài)稱為欠壓狀態(tài)。在臨界狀態(tài)的基礎上,減小交流輸出電壓的振幅Ucm

就減小了動特性曲線的橫向范圍,點A右移而動特性曲線的終點C對稱左移,這樣就進入欠壓狀態(tài)。

集電極電流iC的波形由動特性曲線在縱軸上的投影沿時間展開得到,臨界狀態(tài)和欠壓狀態(tài)下,iC

是余弦脈沖。如果在臨界狀態(tài)的基礎上增大Ucm,點A左移而點C對稱右移,點A將位于uBEmax

對應的輸出特性曲線的傾斜段上,即完全進入飽和區(qū),此時的工作狀態(tài)稱為過壓狀態(tài)。過壓狀態(tài)下,工作點從點A開始運動時,其橫坐標uCE增大,輸出特性曲線的水平段從uBEmax

對應的高度下降,但傾斜段重合在飽和區(qū),所以開始一段時間,工作點在飽和區(qū)中傾斜的輸出特性曲線上向上走,一直走到點E。此時,輸出特性曲線的水平段和點E等高,即點E在輸出特性曲線的拐點上。

之后,橫坐標uCE繼續(xù)增大,工作點進入放大區(qū),其縱坐標則隨著輸出特性曲線的水平段的下降而減小。這樣,過壓狀態(tài)的動特性曲線是A、E、D、C四點連線,該動特性曲線投影展開得到的iC波形稱為凹陷余弦脈沖,動特性曲線的AE段對應iC的凹陷部分。

欠壓狀態(tài)和臨界狀態(tài)下,諧振功放的晶體管工作在放大區(qū)和截止區(qū);過壓狀態(tài)下,晶體管工作在放大區(qū)、截止區(qū)和飽和區(qū)。過壓狀態(tài)下,iC的余弦脈沖帶有凹陷,凹陷余弦脈沖可以視為兩個余弦脈沖的疊加,可以通過它們各自的峰值和通角計算各個頻率分量,疊加得到iC的頻譜。圖2.2.2諧振功放的三種工作狀態(tài)

2.2.3最佳工作狀態(tài)

保持通角不變時,在臨界狀態(tài)、欠壓狀態(tài)和過壓狀態(tài)下,諧振功率放大器的交流輸出功率和集電極效率發(fā)生變化,功率最大同時效率最高的工作狀態(tài)為最佳工作狀態(tài)。

圖2.2.2中,諧振功放的通角不變,通過調(diào)整交流輸出電壓的振幅Ucm獲得三種工作狀態(tài),再根據(jù)集電極電流iC的波形,獲得三種工作狀態(tài)下基波分量的振幅Ic1m的大小關(guān)系,最后根據(jù)式(2.1.2)和式(2.1.3),得到三種工作狀態(tài)下功率和效率的比較結(jié)果,如表2.2.1所示。

表2.2.1的比較結(jié)果說明,臨界狀態(tài)功率最大,效率最高,是最佳工作狀態(tài)。過壓狀態(tài)也有較高的集電極效率,在弱過壓時,即諧振功放剛從臨界狀態(tài)進入過壓狀態(tài)時,Ucm增加比Ic1m減小對Po的作用更明顯,所以開始Po會略有增加,但隨著過壓的加深,PPo迅速減小。

臨界狀態(tài)并非諧振功放唯一可選的工作狀態(tài)。有些應用場合,諧振功放工作中負載有變化,為了提供比較穩(wěn)定的交流輸出電壓,就需要使諧振功放工作在過壓狀態(tài),限制Ucm的變化。

2.2.4工作狀態(tài)的調(diào)整

諧振功率放大器的工作狀態(tài)取決于動特性曲線的起點A的位置,點A在uBEmax對應的輸出特性曲線上橫坐標為uCEmin的位置。uCEmin=UCC-Ucm=UCC-Ic1mRe,uBEmax=UBB+Ubm,根據(jù)這兩個公式,可以選擇易于調(diào)整的參數(shù)決定點A的位置,從而改變工作狀態(tài)。參數(shù)包括諧振電阻Re、電壓源電壓UCC、直流偏置電壓UBB和交流輸入電壓的振幅Ubm。如圖2.1.2所示,諧振功放的通角θ只與輸入回路的電壓有關(guān),這四個參數(shù)中,Re和UCC在輸出回路上,保持UBB和Ubm不變,調(diào)整e和UCC時θ不變,UBB和Ubm在輸入回路上,調(diào)整它們會引起θ的變化。

1.負載特性

保持其他三個參數(shù)不變,只調(diào)整諧振電阻Re,諧振功率放大器的工作狀態(tài)、輸出電流和電壓、功率和效率的變化稱為負載特性。

Re增大時,交流輸出電壓的振幅Ucm=Ic1mRe隨之增大,參考uCE的波形,動特性曲線的變化如圖2.2.3所示。起點A在uBE對應的輸出特性曲線的水平段上左移到拐點,再進入傾斜段,終點C則等水平距離右移。諧振功放的工作狀態(tài)從欠壓狀態(tài)開始,Re增大到一定值時處于臨界狀態(tài),之后進入過壓狀態(tài)。

圖2.2.3也給出了集電極電流iC的變化。從欠壓狀態(tài)到臨界狀態(tài),iC的峰值iCmax不變,通角θ也不變,由這兩個參數(shù)決定的iC波形不變,是同樣的余弦脈沖。進入過壓狀態(tài),iC出現(xiàn)凹陷,凹陷將隨著過壓的加深而變深圖2.2.3負載特性引起的工作狀態(tài)的變化

Re增大時,與功率和效率有關(guān)的輸出電流和電壓參數(shù)的變化如圖2.2.4(a)所示。從欠壓狀態(tài)到臨界狀態(tài),因為iC余弦脈沖波形不變,所以其中的直流分量的幅度IC0和基波分量的振幅Ic1m不變。進入過壓狀態(tài),隨著凹陷的出現(xiàn)和變深,IC0和Ic1m都減小。交流輸出電壓的振幅Ucm=Ic1m

Re,欠壓狀態(tài)下Ic1m不變,Ucm隨著Re的增大而增大,過壓狀態(tài)下Ic1m減小而Re增大,Ucm基本不變。

Re增大時,有關(guān)功率和效率的變化如圖2.2.4(b)所示。直流輸入功率PE=IC0UCC,與IC0的變化一致。交流輸出功率Po=0.5Ic1mUcm,欠壓狀態(tài)下Ic1m不變,Po與Ucm的變化一致,過壓狀態(tài)下Ucm基本不變,Po與Ic1m的變化一致。集電極效率ηC=0.5g1(θ)ξ=0.5g1(θ)Ucm/UCC,與Ucm的變化一致。圖2.2.4負載特性引起的輸出電流和電壓參數(shù)、功率和效率的變化

2.集電極調(diào)制特性

保持其他三個參數(shù)不變,只調(diào)整電壓源電壓UCC,諧振功率放大器的工作狀態(tài)、輸出電流和電壓、功率和效率的變化稱為集電極調(diào)制特性。在振幅調(diào)制時,可以利用這一特性,讓諧振功放在放大功率的同時生成普通調(diào)幅信號,這種方法稱為集電極調(diào)幅。

UCC增大時,參考uCE的波形,動特性曲線的變化如圖2.2.5所示。起點A在uBE對應的輸出特性曲線的傾斜段上上移到拐點,再進入水平段,終點C則等水平距離右移。諧振功放的工作狀態(tài)從過壓狀態(tài)開始,UCC增大到一定值時處于臨界狀態(tài),之后進入欠壓狀態(tài)。

圖2.2.5也給出了集電極電流iC的變化。過壓狀態(tài)下,iC波形是凹陷余弦脈沖,凹陷隨著過壓的減弱而變淺,到臨界狀態(tài)消失。進入欠壓狀態(tài),iC的峰值iCmax和通角θ都不變,iC是同樣的余弦脈沖。

UCC增大時,與功率和效率有關(guān)的輸出電流和電壓參數(shù)的變化如圖2.2.6(a)所示。從過壓狀態(tài)到臨界狀態(tài),隨著凹陷的變淺和消失,IC0和Ic1m

都增大。進入欠壓狀態(tài),iC

余弦脈沖波形不變,IIC0和Ic1m

也不變。Ucm=Ic1mRe,與Ic1m

的變化一致。圖2.2.5集電極調(diào)制特性引起的工作狀態(tài)的變化

UCC增大時,有關(guān)功率和效率的變化如圖2.2.6(b)所示。直流輸入功率PE=IC0UCC,過壓狀態(tài)下,隨著IC0和UCC的增大,PE按平方率增大,欠壓狀態(tài)下IC0不變,PE隨著UCC的增大而線性增大。交流輸出功率Po=0.5Ic1mUcm,過壓狀態(tài)下,隨著Ic1m

和Ucm的增大,Po按平方率增大,欠壓狀態(tài)下Ic1m和Ucm基本不變,Po也基本不變。集電極效率ηC=0.5g1(θ)ξ=0.5g1(θ)Ucm/UCC,過壓狀態(tài)下,隨著Ucm和UCC的增大,ηC基本不變,欠壓狀態(tài)下,Ucm基本不變,ηC隨著UCC的增大而減小。

圖2.2.6集電極調(diào)制特性引起的輸出電流和電壓參數(shù)、功率和效率的變化

3.基極調(diào)制特性和放大特性

保持其他參數(shù)不變,只調(diào)整直流偏置電壓UBB或交流輸入電壓的振幅Ubm,也會引起諧振功率放大器的工作狀態(tài)、輸出電流和電壓、功率和效率的變化。調(diào)整UBB產(chǎn)生的變化稱為基極調(diào)制特性,調(diào)整Ubm產(chǎn)生的變化稱為放大特性。諧振功放可以利用基極調(diào)制特性,既放大功率又生成普通調(diào)幅信號,這種振幅調(diào)制稱為基極調(diào)幅。

UBB或Ubm增大都引起uBEmax=UBB+Ubm的增大,動特性曲線的變化如圖2.2.7所示。uBEmax增大時不但其對應的輸出特性曲線的水平段上升,集電極電流iC的峰值iCmax增大,而且根據(jù)圖2.1.2,通角q也會增大。iCmax和θ的增大又引起Ic1m的增大,Ucm

=Ic1mRe隨之增大。所以,動特性曲線的起點A向上向左移動到拐點,再進入傾斜段,終點C則等水平距離右移。諧振功放的工作狀態(tài)從欠壓狀態(tài)開始,UBB或Ubm

增大到一定值時處于臨界狀態(tài),之后進入過壓狀態(tài)。

圖2.2.7也給出了iC的變化。從欠壓狀態(tài)到臨界狀態(tài),iC是余弦脈沖,iCmax和θ都增大。進入過壓狀態(tài),θ繼續(xù)增大,iC出現(xiàn)凹陷,隨著過壓的加深,凹陷的底部變低而兩邊變高。圖2.2.7基極調(diào)制特性和放大特性引起的工作狀態(tài)的變化

UBB或Ubm增大時,與功率和效率有關(guān)的輸出電流和電壓參數(shù)的變化如圖2.2.8(a)所示。從欠壓狀態(tài)到臨界狀態(tài),iC余弦脈沖的iCmax和θ都增大,IC0和Ic1m也增大。進入過壓狀態(tài),凹陷的余弦脈沖的底部和兩邊反向變化,IC0和Ic1m

基本不變。Ucm=Ic1mRe,與Ic1m的變化一致。

UBB或Ubm增大時,有關(guān)功率和效率的變化如圖2.2.8(b)所示。直流輸入功率PE=IC0UCC,與IC0的變化一致。交流輸出功率Po=0.5Ic1mUcm,欠壓狀態(tài)下,隨著Ic1m和Ucm

的增大,Po按平方率增大,過壓狀態(tài)下,Ic1m和Ucm

基本不變,Po也基本不變。集電極效率ηC=0.5g1(θ)ξ=0.5g1(θ)Ucm/UCC,與Ucm的變化一致。圖2.2.8基極調(diào)制特性和放大特性引起的輸出電流和電壓參數(shù)、功率和效率的變化

【例2.2.1】諧振功率放大器工作在臨界狀態(tài)。為了提高集電極效率ηC,需要調(diào)整直流偏置電壓UBB和諧振電阻Re。兩個參數(shù)應該如何調(diào)整?調(diào)整以后,諧振功放的功率如何變化?圖2.2.9直流偏置電壓UBB和諧振電阻Re聯(lián)調(diào)工作狀態(tài)

第一步調(diào)整得到的動特性曲線說明此時的諧振功放工作在欠壓狀態(tài),還可以繼續(xù)利用負載特性,通過增大Re來增大Ucm,調(diào)整到臨界狀態(tài),進一步提高集電極效率。第二步調(diào)整后的動特性曲線如圖2.2.9所示。

經(jīng)過兩步調(diào)整,諧振功放以較小的θ和較高的ηC,再次工作在臨界狀態(tài)。式(2.1.3)中,ηC還與Ucm有關(guān)。但是,因為晶體管的飽和區(qū)中,轉(zhuǎn)移特性曲線的斜率很大,所以調(diào)整前后的兩個臨界狀態(tài)下的Ucm近似相等,ηC主要取決于θ。

Ic1m在第一步調(diào)整中減小,在第二步調(diào)整中不變,兩步調(diào)整后,Ucm基本不變,根據(jù)式(2.1.2),交流輸出功率Po將下降。

2.3諧振功率放大器的高頻特性

交流信號頻率f較高時,受到極間電容如發(fā)射結(jié)電容Cb'e的影響,晶體管的共發(fā)射極交流電流放大倍數(shù)β會隨著f的增加而減小,當β下降-3dB即最大值的0.707倍時,對應的頻率為上限頻率fβ。分析諧振功率放大器的工作原理和工作狀態(tài)時,所用的晶體管的伏安特性為靜態(tài)特性,適用于交流信號頻率較低即f<0.5fβ的情況。交流信號頻率較高即f>0.5fβ時,靜態(tài)特性不能夠完整描述晶體管的電流和電壓之間的關(guān)系,對諧振功放的分析還需要考慮基區(qū)渡越效應、基區(qū)體電阻、飽和壓降,以及引線電感和極間電容等因素的影響。

1.基區(qū)渡越效應的影響

晶體管工作時,輸入電壓uBE作用到發(fā)射結(jié),發(fā)射區(qū)的注入電流擴散過發(fā)射結(jié),再經(jīng)過基區(qū)到達集電結(jié),漂移過集電結(jié),進入集電區(qū),形成收集電流,產(chǎn)生集電極電流iC。交流信號的頻率較低時,晶體管的電流和電壓同步變化,uBE變化引起iC變化所需的時間與信號周期相比可以忽略不計,iC和uBE同時增大或減小。交流信號的頻率較高時,載流子電流經(jīng)過基區(qū)所需的渡越時間與信號周期相比不可忽略,載流子漂移過集電結(jié)的時間也不可忽略,導致iC的變化滯后于uBE的變化,加之載流子運動不規(guī)則,渡越時間分散,會造成諧振功放的iC峰值減小,通角變大,導致基波分量振幅減小,交流輸出功率和集電極效率隨之降低。

2.基區(qū)體電阻的影響

因為基區(qū)渡越效應,諧振功放放大高頻信號時,集電極電流iC峰值減小且滯后于uBE的變化,也滯后于與uBE同步的發(fā)射極電流iE,這導致基極電流iB增大。iB增大使得基區(qū)變寬,發(fā)射結(jié)變窄而阻抗明顯減小。輸入電壓uBE作用到基區(qū)體電阻rbb'和發(fā)射結(jié)阻抗上,發(fā)射結(jié)阻抗減小導致uBE作用到發(fā)射結(jié)的有效電壓下降,這會進一步降低交流輸出功率。

3.飽和壓降的影響

諧振功放在高頻、大功率放大時,由于頻率高且基極電流較大,功率管的飽和壓降UCE(sat)也會增大,如頻率為幾十兆赫茲時,UCEE(sat)>3V,頻率為幾百兆赫茲時,UCE(sat)>5V。電源電壓UCC不變時,UCE(sat)增大導致交流輸出電壓的最大振幅Ucm=UCC-UCE(sat)減小,從而減小交流輸出功率和集電極效率。

4.引線電感和極間電容的影響

高頻放大時,引線電感和極間電容對諧振功放的影響顯著。特別是在共發(fā)射極組態(tài)中,發(fā)射極引線電感的影響最為明顯,因為發(fā)射極電流在其上產(chǎn)生的反饋電壓將導致電壓增益下降,減小交流輸出功率。極間電容如發(fā)射結(jié)電容Cb'e使輸入阻抗減小,寄生反饋增加,導致諧振功放工作不穩(wěn)定。

設計諧振功率放大器時,為了減小基區(qū)渡越效應、基區(qū)體電阻和飽和壓降的影響,需要選取特征頻率遠高于交流信號頻率、飽和壓降變化較小的功率管。為了減小引線電感和極間電容的影響,宜采用分布參數(shù)電路取代集總參數(shù)電路,并為電路選用超高頻器件。

2.4諧振功率放大器的綜合分析

對諧振功率放大器作綜合分析,需要用通角聯(lián)系輸入回路和輸出回路的電壓,設計和改變動特性曲線,調(diào)整工作狀態(tài),達到大功率和高效率輸出的目的。

【例2.4.1】諧振功率放大器和晶體管的輸出特性如圖2.4.1所示。電壓源電壓UCC=12V,直流偏置電壓UBB=0.5V,晶體管的導通電壓UBE(on)=0.7V,交流跨導gm=2S,交流輸入電壓ub=0.4cosωtV,諧振電阻Re=64.1Ω。計算通角θ,確定諧振功放的工作狀態(tài),計算交流輸出功率Po和集電極效率ηC,畫出動特性曲線、集電極電流iC和晶體管輸出電壓uCE的波形圖2.4.1諧振功率放大器和晶體管的輸出特性圖2.4.2動特性曲線、iC和uCE的波形

【例2.4.2】諧振功率放大器及其動特性曲線如圖2.4.3所示。晶體管的導通電壓UBE(on)=0.6V。計算通角θ、交流輸出功率Po和集電極效率ηC,計算直流偏置電壓UBB和交流輸入電壓ub的振幅Ubm。為使諧振功放工作在臨界狀態(tài),諧振電阻Re應如何調(diào)整?畫出調(diào)整后的動特性曲線。圖2.4.3諧振功率放大器及其動特性曲線

圖2.4.4中,為了確定調(diào)整后動特性曲線的拐點D,沿原動特性曲線在放大區(qū)的一段畫出延長線,又因為點B的橫坐標uCE=UCC,所以再從UCC的位置向下畫出垂線,延長線與垂線的交點即為點B,在UBB=-0.4V對應的輸出特性曲線上。調(diào)整Re時點B的位置不變,新動特性曲線的起點與之連線,得到拐點D的新位置。

從圖2.4.4中可以看出,當θ<π/2時,UBB對應的輸出特性曲線在橫軸下方,此時調(diào)整Re則拐點D的位置有變化;當θ=π/2時,UBB=UBE(on),其對應的輸出特性曲線在橫軸上,點B和點D2重合,此時調(diào)整Re則D的位置不變。圖2.4.4動特性曲線的調(diào)整

2.5諧振功率放大器的電路設計

諧振功率放大器的電路設計用實際電路實現(xiàn)原理電路中的輸入回路和輸出回路。原理電路中,輸入回路把直流偏置電壓UBB和交流輸入電壓ub作為兩個理想的、沒有內(nèi)阻的電壓源,通過串聯(lián)實現(xiàn)晶體管的輸入電壓uBE=UBB+ub。在輸入回路上,基極電流iB也是余弦脈沖,等于集電極電流iC除以晶體管的共發(fā)射極電流放大倍數(shù)β。iB余弦脈沖也可以分解為直流分量IB0和交流分量ib,ib包括基波分量Ib1mcosωt和各次諧波分量,IB0和ib共用輸入回路,都流過UBB和ub兩個電壓源

輸出回路的電路設計需要解決類似的問題,所以輸入回路的電路設計也適用于輸出回路的電路設計。此外,因為實際電路只使用一個電壓源UCC,輸入回路還需要用電路來實現(xiàn)直流偏置電壓UBB。當實際的負載電阻不等于諧振功放需要的諧振電阻時,輸出回路還需要用輸出匹配網(wǎng)絡來實現(xiàn)阻抗變換。

2.5.1基極饋電和集電極饋電

輸入回路中實現(xiàn)直流和交流的電流疊加和電壓疊加的電路設計稱為基極饋電,輸出回路中相應的電路設計稱為集電極饋電。

基極饋電包括串聯(lián)饋電和并聯(lián)饋電兩種基本形式,如圖2.5.1所示。兩種饋電都采用高頻扼流圈Lc和旁路電容CBP引入直流偏置電壓UBB。高頻扼流圈是一個纏繞在鐵氧體芯上或空心的電感,匝數(shù)一般為幾十到幾百,自感一般為幾毫亨。高頻扼流圈對直流和低頻信號近似短路,對高頻信號近似開路。旁路電容一般以微法為單位,其作用與高頻扼流圈相反,對直流和低頻信號開路,對高頻信號短路。高頻扼流圈Lc和旁路電容CBP配合使用,通過其相反的阻抗,使直流電流IB0和交流電流ib分流。

串聯(lián)饋電如圖2.5.1(a)所示。對IB0而言,Lc短路而CBP開路,IB0流過UBB。IB0的路徑為直流通路,直流通路中,直流偏置電壓UBB與基極和發(fā)射極連接。交流輸入電壓ub經(jīng)過變壓器耦合引入輸入回路,IB0流過ub時被變壓器的副邊短路。對ib而言,Lc開路而CBP短路,ib不流過UBB。ib的路徑為交流通路,交流通路中,ub與基極和發(fā)射極連接。在基極和發(fā)射極,IB0和ib疊加。圖2.5.1基極饋電

集電極饋電也有串聯(lián)饋電和并聯(lián)饋電兩種基本形式,如圖2.5.2所示,IC0和ic代表集電極電流ic中的直流分量和交流分量。串聯(lián)饋電的交流通路中,高頻扼流圈Lc被交流耦合電容CBP短路,Lc不影響電感L和電容C構(gòu)成的并聯(lián)諧振回路的諧振頻率。并聯(lián)饋電的交流通路中,Lc和交流耦合電容CC串聯(lián),再并聯(lián)到LC回路上,所以Lc和CC的分布參數(shù)會影響諧振頻率。串聯(lián)饋電的LC回路上的直流電位為UCC,并聯(lián)饋電的LC回路上的直流電位為零,所以后者在調(diào)整和使用中更安全方便。圖2.5.2集電極饋電

2.5.2直流偏置電壓

諧振功率放大器輸入回路的直流偏置電壓UBB不是一個單獨的電壓源,而是通過電路來產(chǎn)生的。小于π/2的通角要求UBB小于晶體管的導通電壓UBE(on),UBB可以取較小的正值,也可以取負值或零,分別稱為正偏壓、負偏壓和零偏壓。

正偏壓UBB需要用電壓源電壓UCC經(jīng)過分壓式偏置實現(xiàn)。圖2.5.3(a)以串聯(lián)饋電為例,給出了UBB的產(chǎn)生電路。其中,兩個電阻RB1和RB2對UCC分壓,獲得UBB。為了減小RB1和RB2的功耗,圖2.5.3分壓式偏置實現(xiàn)正偏壓RB1和RB2取值較大,UBB不能簡單地按電阻串聯(lián)的分壓比計算?？梢愿鶕?jù)戴維南定理,把分壓式偏置電路等效處理,如圖2.5.3(b)所示,則有圖2.5.3分壓式偏置實現(xiàn)正偏壓

類似于N溝道結(jié)型場效應管放大器的直流偏置,負偏壓UBB也可以用自給偏置,通過直流電流流過電阻來實現(xiàn)。圖2.5.4(a)以并聯(lián)饋電為例,給出了UBB的產(chǎn)生電路,原來UBB位置的電壓源替換為電阻RB。根據(jù)晶體管三個電極上的直流電流IB0、IC0和IE0在電路中的分布,可以看到IB0自右向左流過RB,所以UBB=-IB0RB,這種自給偏置稱為基極自給偏置。如果把接地端移到電阻的另一端,則電路如圖2.5.4(b)所示,流過電阻的直流電流是發(fā)射極直流電流IE0,即發(fā)射極電流iE余弦脈沖中的直流分量,此時,UBB=-IE0RE,這種自給偏置稱為發(fā)射極自給偏置。圖2.5.4自給偏置實現(xiàn)負偏壓

如果將圖2.5.3(a)中的電阻RB1右端接地,則在串聯(lián)饋電中實現(xiàn)負偏壓UBB=-IB0(RB1‖RB2),如果再將兩個電阻短路,則實現(xiàn)零偏壓,如圖2.5.5(a)所示。零偏壓時UBB實際不存在,基極的交流電流ib也可以流過UBB原來的位置,所以電路中去掉了分流直流電流IB0和交流電流ib的高頻扼流圈Lc和旁路電容CBP。圖2.5.4(a)和(b)中,將RB和RE短路,則負偏壓演變?yōu)榱闫珘?如圖2.5.5(b)所示。電路中去掉了CBP,但保留了Lc和交流耦合電容CB,繼續(xù)起分流IB0和ib的作用。圖2.5.5零偏壓的實現(xiàn)

諧振功率放大器采用自給偏置獲得負偏壓UBB時,輸入回路能自動調(diào)整,穩(wěn)定輸出回路的結(jié)果。如交流輸入電壓ub的振幅Ubm因為某種原因增大時,則基極電流iB的余弦脈沖增大,使得IB0和IE0增大,從而UBB減小。Ubm增大和UBB減小的共同作用下,晶體管的輸入電壓uBE中超過導通電壓UBE(on)的部分基本不變,經(jīng)過轉(zhuǎn)移特性變換后,集電極電流的波形,包括峰值和通角基本不變,從而動特性曲線、工作狀態(tài)、輸出電流和電壓參數(shù)、功率和效率也都基本不變。

2.5.3匹配網(wǎng)絡

諧振功率放大器在臨界狀態(tài)下功率最大,效率最高,而臨界狀態(tài)對應的諧振電阻有確定取值。當諧振功放的后級電路等效的負載電阻不等于該諧振電阻時,直接接入電路就會改變諧振功放的工作狀態(tài)。此時,需要通過匹配網(wǎng)絡做阻抗變換,把后級電路等效的負載電阻變?yōu)榕R界狀態(tài)對應的諧振電阻。諧振功放也可以根據(jù)要求工作在欠壓狀態(tài)或過壓狀態(tài),也要通過阻抗變換獲得各個狀態(tài)需要的諧振電阻。

起阻抗變換作用的匹配網(wǎng)絡有兩種基本設計:一種是在諧振功放的LC并聯(lián)諧振回路基礎上添加變壓器,構(gòu)成LC并聯(lián)諧振回路型匹配網(wǎng)絡。一種是修改LC諧振回路的結(jié)構(gòu),構(gòu)成LC濾波器型匹配網(wǎng)絡。

1.LC并聯(lián)諧振回路型匹配網(wǎng)絡

LC并聯(lián)諧振回路型匹配網(wǎng)絡如圖2.5.6所示,原LC并聯(lián)諧振回路的電感L作為變壓器的原邊,變壓器的副邊接入負載電阻RL,晶體管的集電極連到原邊的抽頭上。原邊和副邊的匝數(shù)比、原邊上抽頭的位置都決定阻抗變換的結(jié)果。調(diào)整原邊和副邊的匝數(shù)比(N1+N2)/N3可以修改LC并聯(lián)諧振回路兩端的諧振電阻Reo,既而決定LC回路作為帶通濾波器的選頻濾波性能,如品質(zhì)因數(shù)Qe和帶寬BWBPF。匝數(shù)比確定后,可以調(diào)整電容C使諧振頻率f0為交流信號的頻率,獲得基波輸出電壓。在這個基礎上,調(diào)整抽頭位置,改變抽頭和LC回路下端之間的諧振電阻,直到其取值為諧振功放需要的諧振電阻Re。LC回路諧振時,順時針或逆時針方向的回路電流遠大于抽頭上的電流,調(diào)整抽頭位置對選頻濾波性能影響較小。圖2.5.6并聯(lián)諧振回路型匹配網(wǎng)絡

【例2.5.1】諧振功率放大器采用圖2.5.6所示的LC并聯(lián)諧振回路型匹配網(wǎng)絡,諧振頻率f0

=30MHz,帶寬BWBPF=1.5MHz,電容C=100pF,諧振功放工作在臨界狀態(tài),對應的諧振電阻Re=250Ω,負載電阻RL=100Ω,變壓器原邊的匝數(shù)N1+N2=60。計算N1、N2和副邊的匝數(shù)N3。

2.LC濾波器型匹配網(wǎng)絡

LC濾波器型匹配網(wǎng)絡是修改LC諧振回路的結(jié)構(gòu),利用其阻抗構(gòu)成低通濾波器、高通濾波器或帶通濾波器,對集電極電流濾波產(chǎn)生交流輸出電壓作用到負載電阻RL上。適當?shù)碾娐方Y(jié)構(gòu)和電感、電容的取值使RL折算到晶體管的集電極和發(fā)射極之間時等于諧振功放需要的諧振電阻Re。

LC濾波器型匹配網(wǎng)絡的設計基礎是阻抗的串并聯(lián)等效變換。如圖2.5.7所示,電阻Rs和電抗Xs串聯(lián),電阻Rp和電抗Xp并聯(lián),如果串聯(lián)和并聯(lián)對外等效,則需要它們的阻抗相等,即Rs+jXs=Rp‖jXp。由此得到四個元件取值的變換關(guān)系為

其中,Qe為濾波器的品質(zhì)因數(shù),取值一般大于1。從式(2.5.1)和式(2.5.2)可以看出,并聯(lián)電阻Rp大于串聯(lián)電阻Rs,并聯(lián)電抗Xp則與串聯(lián)電抗Xs性質(zhì)相同,或者都為電感,或者都為電容。圖2.5.7串并聯(lián)等效變換

圖2.5.8(b)和圖2.5.9(b)的濾波器稱為L型匹配網(wǎng)絡。經(jīng)過L型匹配網(wǎng)絡,負載電阻RL對諧振功率放大器的集電極電流iC中的基波分量Ic1mcosωt表現(xiàn)為諧振電阻Re,得到交流輸出功率,iC中的其他頻率分量則被濾波。如果L型匹配網(wǎng)絡是低通濾波器,則iC中的直流分量IC0會在RL上產(chǎn)生直流輸出電壓,二次諧波分量和高次諧波分量都被濾除。圖2.5.8串聯(lián)—并聯(lián)變換圖2.5.9并聯(lián)—串聯(lián)變換圖2.5.9并聯(lián)—串聯(lián)變換

【例2.5.2】諧振功率放大器與天線級聯(lián),交流信號的頻率f=5.6MHz,天線的等效負載電阻RL=50Ω。當諧振功放的諧振電阻Re=210Ω和Re=13.5Ω時,分別設計L型匹配網(wǎng)絡實現(xiàn)諧振功放與天線的阻抗變換。

解當Re=210Ω時,因為RL<Re,所以應該采用串聯(lián)—并聯(lián)變換,又考慮抑制諧波的需要,故采用低通濾波器結(jié)構(gòu),電路如圖2.5.10(a)所示。取串聯(lián)電阻Rs=RL=50Ω,并聯(lián)電阻Rp=Re=210Ω

當Re=13.5Ω時,因為RL>Re,所以應該采用并聯(lián)—串聯(lián)變換,采用低通濾波器結(jié)構(gòu)的電路如圖2.5.10(b)所示。取并聯(lián)電阻Rp=RL=50Ω,串聯(lián)電阻Rs=Re=13.5Ω,濾波器的品質(zhì)因數(shù)為圖2.5.10諧振功率放大器與天線通過L型匹配網(wǎng)絡級聯(lián)

L型匹配網(wǎng)絡中,串聯(lián)—并聯(lián)變換將較小的負載電阻RL變換為較大的諧振電阻Re,并聯(lián)—串聯(lián)變換將較大的RL變換為較小的Re,這些變換適用于RL和Re差異較明顯的情況。L型匹配網(wǎng)絡的品質(zhì)因數(shù)Qe由并聯(lián)電阻Rp和串聯(lián)電阻Rs計算,即取決于RL和Re。RL和Re接到L型匹配網(wǎng)絡兩端,匹配時消耗功率相等,因此L型匹配網(wǎng)絡的有載品質(zhì)因數(shù)QL=Qe/2,取值不能自由調(diào)整。信號傳輸時,QL與信號的中心頻率f0和帶寬BW的關(guān)系為QL=f0/BW,固定的QL限制了L型匹配網(wǎng)絡對信號的濾波性能?；趦杉塋型匹配網(wǎng)絡的Π型匹配網(wǎng)

基于兩級L型匹配網(wǎng)絡的Π型匹配網(wǎng)絡或T型匹配網(wǎng)絡不僅適用于負載電阻和諧振電阻差異明顯的情況,也適用于二者取值接近的情況。Π型匹配網(wǎng)絡或T型匹配網(wǎng)絡通過低通濾波器和高通濾波器的級聯(lián),可以實現(xiàn)二階低通、高通和帶通濾波,并且可以自由確定品質(zhì)因數(shù),對信號的中心頻率和帶寬的適應性較好。

如圖2.5.11所示,Π型匹配網(wǎng)絡可以等效為兩級L型匹配網(wǎng)絡的級聯(lián)。第二級L型匹配網(wǎng)絡的電抗Xp2和Xs2采用圖2.5.9所示的并聯(lián)—串聯(lián)變換設計,將較大的負載電阻RL變換為較小的界面電阻R。第一級L型匹配網(wǎng)絡的電抗Xs1和Xp1采用圖2.5.8所示的串聯(lián)—并聯(lián)變換設計,再將較小的R變換為較大的諧振電阻Re。根據(jù)式(2.5.1),第一級和第二級L型匹配網(wǎng)絡的品質(zhì)因數(shù)分別為圖2.5.11Π型匹配網(wǎng)絡

完整的Π型匹配網(wǎng)絡的品質(zhì)因數(shù)由Qe1和Qe2共同決定,Qe1與Qe2中較大的可以近似決定Π型匹配網(wǎng)絡的品質(zhì)因數(shù)。Qe1和Qe2可以根據(jù)信號的中心頻率和帶寬等參數(shù)確定,既而逐步計算匹配網(wǎng)絡的各個元件的取值。

【例2.5.3】諧振功率放大器與天線級聯(lián)的Π型匹配網(wǎng)絡如圖2.5.12(a)所示,交流信號的中心頻率f0=9.6MHz,帶寬BW=2.7MHz,天線的等效負載電阻RL=50Ω,諧振功放的諧振電阻Re=67.5Ω。計算Π型匹配網(wǎng)絡的電感L和電容C1、C2的取值。圖2.5.12諧振功率放大器與天線通過Π型匹配網(wǎng)絡級聯(lián)

如圖2.5.13所示,T型匹配網(wǎng)絡也可以等效為兩級L型匹配網(wǎng)絡的級聯(lián),但兩級L型匹配網(wǎng)絡的前后順序與Π型匹配網(wǎng)絡中相反。第二級L型匹配網(wǎng)絡的電抗Xs2和Xp2采用圖2.5.8所示的串聯(lián)—并聯(lián)變換設計,將較小的負載電阻RL變換為較大的界面電阻R。第一級L型匹配網(wǎng)絡的電抗Xp1和Xs1采用圖2.5.9所示的并聯(lián)—串聯(lián)變換設計,再將較大的R變換為較小的諧振電阻Re。

根據(jù)式(2.5.1),第一級和第二級L型匹配網(wǎng)絡的品質(zhì)因數(shù)分別為

和

Qe1和Qe2共同決定T型匹配網(wǎng)絡的品質(zhì)因數(shù),T型匹配網(wǎng)絡的品質(zhì)因數(shù)近似與Qe1、Qe2中較大的有關(guān),匹配網(wǎng)絡的元件取值也基于品質(zhì)因數(shù)計算。

【例2.5.4】諧振功率放大器與天線級聯(lián)的T型匹配網(wǎng)絡如圖2.5.14(a)所示,交流信號的頻率f=33MHz,天線的等效負載電阻RL=50Ω,諧振功放的諧振電阻Re=290Ω。計算T型匹配網(wǎng)絡的電感L1、L和電容C2的取值。圖2.5.14諧振功率放大器與天線通過T型匹配網(wǎng)絡級聯(lián)

LC并聯(lián)諧振回路型匹配網(wǎng)絡和LC濾波器型匹配網(wǎng)絡都實現(xiàn)阻抗變換,使諧振功率放大器可以將最佳工作狀態(tài)下的最大功率高效率地傳輸給負載。匹配網(wǎng)絡同時兼容濾波功能,有效抑制諧波分量和干擾。上述匹配網(wǎng)絡位于諧振功放和負載之間,稱為輸出匹配網(wǎng)絡。類似的匹配網(wǎng)絡也用于諧振功放輸入端,實現(xiàn)前級電路與諧振功放的阻抗變換和濾波,稱為輸入匹配網(wǎng)絡。諧振功放作為推動級,后接輸出級功率放大器時,也需要類似的匹配網(wǎng)絡實現(xiàn)級聯(lián),這個位置的匹配網(wǎng)絡稱為極間耦合匹配網(wǎng)絡。

2.6開關(guān)型功率放大器

甲類功率放大器、乙類功率放大器和丙類功率放大器依靠晶體管在放大區(qū)對交流信號實現(xiàn)功率放大。丙類功放的集電結(jié)消耗功率與集電極電流iC和輸出電壓uCE有關(guān),在通角以內(nèi),uCE取值較小,集電結(jié)的瞬時功率也較小,在通角以外,iC很小,集電結(jié)的瞬時功率幾乎為零,所以丙類功放的集電結(jié)消耗功率較小,效率較高。通角越小,iC的余弦脈沖范圍內(nèi)uCE的取值越小,集電結(jié)消耗功率越小,集電極效率越高。

但是,通角減小會引起丙類功放交流輸出功率減小。如果使晶體管工作在開關(guān)狀態(tài),在深度飽和區(qū)和截止區(qū)之間轉(zhuǎn)換狀態(tài),則iC的非零范圍內(nèi)即深度飽和區(qū)中uCE的取值很小,而uCE的非零范圍內(nèi)即截止區(qū)中iC的取值接近于零,于是可以進一步提高效率。同時,因為通角固定為π/2,所以交流輸出功率較大。這樣的功率放大器稱為開關(guān)型功率放大器,又分為丁類和戊類功率放大器。

2.6.1丁類功率放大器

丁類功率放大器即D類功率放大器由兩個晶體管構(gòu)成電路,晶體管用作電子開關(guān),輸入電壓為方波或振幅較大的正弦波。在交流信號前半周期或后半周期,兩個管子輪流導通和截止,導通的晶體管工作在深度飽和區(qū),提供半個周期的功率輸出,截止的晶體管與負載隔離,兩個管子互補輸出,負載得到完整的交流信號。根據(jù)工作原理,丁類功放分為電流開關(guān)型和電壓開關(guān)型。

1.電流開關(guān)型丁類功率放大器

電流開關(guān)型丁類功率放大器的原理電路如圖2.6.1(a)所示。頻率為ω的交流輸入電壓ub經(jīng)過變壓器Tr,在副邊產(chǎn)生一對反相的電壓,分別使兩個晶體管V1和V2一個導通,另一個截止。電壓源UCC經(jīng)過扼流圈Lc提供恒定電流IC0,流過導通的晶體管的集電極,所以V1和V2的集電極電流iC1和iC2是反相的頻率為ω的方波,取值是IC0或0。iC1和iC2的基波分量構(gòu)成連續(xù)的電流Ic1mcosωt,流過LC并聯(lián)諧振回路,如圖2.6.1(b)所示。LC回路的諧振頻率為ω,兩端產(chǎn)生輸出電壓uo=Ucmcosωt,與Ic1mcosωt一起把功率傳遞到負載電阻RL上。

在交流信號的前半周期,V1導通而V2截止,V1的輸出電壓uCE1=UCE(sat),V2的輸出電壓uCE2=uCE1+uo=UCE(sat)+Ucmcosωt,電感L的中心抽頭A處的電位uA=uCE1+0.5uo=uCE20.5uo=UCE(sat)+0.5Ucmcosωt;在交流信號的后半周期,V2導通而V1截止,uCE2=UCE(sat),uCE1=uCE2-uo=UCE(sat)-Ucmcosωt,uA=uCE1+0.5uo=uCE2-0.5uo=UCE(sat)-0.5Ucmcosωt。uCE1、uCE2和uA的波形如圖2.6.1(c)所示。

圖2.6.1電流開關(guān)型丁類功率放大器

2.電壓開關(guān)型丁類功率放大器

圖2.6.2電壓開關(guān)型丁類功率放大器

2.6.2戊類功率放大器

因為晶體管的集電極和發(fā)射極之間存在極間電容,管子在導通和截止之間轉(zhuǎn)換狀態(tài)也需要時間,所以當交流信號的頻率較高,達到兆赫茲以上,或交流信號振幅較小時,丁類功率放大器的晶體管集電極電流iC和輸出電壓uCE中,方波的上升沿和下降沿比較明顯,在一個周期內(nèi)占用時間較多。在上升沿和下降沿的時間段內(nèi)iC和uCE同時不為零,而且iC的相位略微超前uCE,這會產(chǎn)生集電結(jié)消耗功率而降低效率,如圖2.6.3所示。圖2.6.3iC和uCE產(chǎn)生集電結(jié)消耗功率

為了進一步提高效率,可以設計負載網(wǎng)絡,調(diào)整波形,使iC和uCE不同時存在非零值,從而明顯降低集電結(jié)消耗功率。另外,為了避免發(fā)生兩個晶體管在轉(zhuǎn)換狀態(tài)的時間內(nèi)出現(xiàn)同時導通或截止的情況,電路只用一個晶體管。這樣的開關(guān)型功率放大器稱為戊類功率放大器,即E類功率放大器圖2.6.4戊類功率放大器

2.7功率分配與合成

為了進一步提高輸出功率,除了使用大功率有源器件,還經(jīng)常把信號源的輸入功率分配到多個功率放大單元上,并將多個功放單元的輸出功率合成后加到負載上,通過功率疊加實現(xiàn)較大的增益。圖2.7.1所示的功放器采用了7個3dB增益的功放單元、3個兩路功率分配單元和3個兩路功率合成單元。圖2.7.1采用功率分配與合成的功率放大器

功率分配和功率合成可以用魔T混合網(wǎng)絡實現(xiàn),如圖2.7.2所示,網(wǎng)絡有A、B、C、D4個端點,前級電路用信號源等效,包括電壓源us和內(nèi)阻Rs,后級電路等效為負載電阻RL。用作功率分配時,A端和B端各接一個RL,C端接信號源,則C端的輸入功率Pi平均分配給A、B端的RL,D端無輸出功率,此時A、B端的端電壓同相,稱為同相功率分配。如果D端接信號源,則Pi也平均分配給A、B端的RL,C端無輸出功率,此時A、B端的端電壓反相,稱為反相功率分配。用作功率合成時,A端和B端接相同的信號源且端電壓同相,C端接RL,則A、B端的兩個輸入功率Pi合成到C端的RL,D端無輸出功率,稱為同相功率合成。如果A端和B端的信號源使端電壓反相,D端接RL,則A、B端的兩個輸入功率Pi合成到D端的RL,C端無輸出功率,稱為反相功率合成。在不同的頻段,有圖2.7.2魔T混合網(wǎng)絡用作功率分配與合成

2.7.1傳輸線變壓器

傳輸線變壓器是用傳輸線在磁環(huán)上繞制制成,如圖2.7.3(a)所示,傳輸線可以是同軸電纜、雙絞線或帶狀線,磁環(huán)可以是鎳鋅鐵氧體,具有高磁導率,1端和2端、3端和4端分別是傳輸線的兩根導線的兩端。圖2.7.3(b)所示為傳輸線變壓器的電路符號。因為導線長度遠小于信號的波長,所以兩根導線上的電流等值反向,1、3端電壓和2、4端電壓相等。圖2.7.3傳輸線變壓器

1.信號變換

如圖2.7.4(a)所示,平衡—不平衡信號變換一般用于電路的輸出端,傳輸線變壓器的前級電路等效為包括電壓源us和內(nèi)阻Rs的信號源,提供一對平衡輸出電壓uo/2和-uo/2,經(jīng)過傳輸線變壓器,在等效為負載電阻RL的后級電路上產(chǎn)生不平衡輸出電壓uo。根據(jù)變壓器兩端的電壓分布,可以計算出傳輸線上的電壓為uo/2,1、3端為負極,2、4端為正極。圖2.7.4傳輸線變壓器用作信號變換

2.阻抗變換

1∶4阻抗變換如圖2.7.5(a)所示,前級電路與后級電路通過傳輸線變壓器連接,因為傳輸線變壓器的兩根導線上的電流等值反向,1、3端電壓和2、4端電壓相等,在4端懸空,1、4端短路時形成圖示的電壓和電流分布:1、4端短路線上的電流等于3、4端導線上的電流i,輸入電流等于1、2端導線電流加1、4端短路線電流,即ii=2i;4、3端電壓等于1、3端電壓u,輸出電壓等于2、4端電壓加4、3端電壓,即uo=2u。負載電阻RL=uo/io=2u/i,輸入電阻Ri=ui/ii=u/2i=RL/4,于是傳輸線變壓器后接的電阻反射到前端,取值變?yōu)樵瓉淼?/4。

4∶1阻抗變換如圖2.7.5(b)所示,在3端懸空,2、3端短路時形成圖示的電壓和電流分布:2、3端短路線上的電流等于3、4端導線上的電流i,輸出電流等于1、2端導線電流加2、3端短路線電流,即io=2i;3、4端電壓等于2、4端電壓u,輸入電壓等于1、3端電壓加3、4端電壓,即ui=2u。負載電阻RL=uo/ioo=u/(2i),輸入電阻Ri=ui/ii=2u/i=4RL,于是傳輸線變壓器后接的電阻反射到前端,取值變?yōu)樵瓉淼?倍。圖2.7.5傳輸線變壓器用作阻抗變換

2.7.2魔T混合網(wǎng)絡功率分配與合成

傳輸線變壓器構(gòu)成的魔T混合網(wǎng)絡如圖2.7.6所示,在實現(xiàn)功率分配與合成的同時,傳輸線變壓器還用作阻抗變換,實現(xiàn)信號源與負載的匹配,即負載電阻反射到信號源界面的電阻與信號源內(nèi)阻相等,信號源的輸出功率達到最大。圖2.7.6傳輸線變壓器構(gòu)成的魔T混合網(wǎng)絡

1.功率分配

將圖2.7.6所示的魔T混合網(wǎng)絡代入圖2.7.2(a),結(jié)果如圖2.7.7(a)所示。因為C端到A端和C端到B端分別通過傳輸線的兩根導線連接,A端和B端經(jīng)過同樣的負載電阻RL接地,電阻RD跨接在A端和B端,所以電路結(jié)構(gòu)對稱,又因為信號源所接的C端在對稱面上,所以電路中形成偶對稱的電壓和電流分布,即對稱位置的電壓和電流等值同向。于是RD兩端電位相等,其上沒有電壓、電流和輸出功率,信號源的輸入功率平均分配到A端和B端的兩個RL上。根據(jù)圖示的輸入電流ii的路徑和方向,可以判斷A端和B端的端電壓同相,電路實現(xiàn)同相功率分配。

等效電路如圖2.7.7(b)所示,因為RD上的電壓2u為零,所以u=0,信號源界面的輸入電阻Ri=ui/ii=(u+ioRB)/ii=(u+iRB)/2i=RB/2=RL/2。因此,為了實現(xiàn)匹配,要求信號源的內(nèi)阻Rs=Ri=RL/2,即RC=RA/2=RB/2。

從圖2.7.7(a)和圖2.7.7(b)中可以看出,同相功率分配時,輸出電流io=ii/2,輸出電壓則與輸入電壓相等,即uo=ui。圖2.7.7同相功率分配

將圖2.7.6所示的魔T混合網(wǎng)絡代入圖2.7.2(b),結(jié)果如圖2.7.8(a)所示。同樣因為電路結(jié)構(gòu)對稱,又因為信號源跨接在對稱的A端和B端,所以在電路中形成奇對稱的電壓和電流分布,即對稱位置的電壓和電流等值反向。對稱面上的RC上沒有電壓、電流和輸出功率,信號源的輸入功率平均分配到A端和B端的兩個RL上。根據(jù)圖示的輸入電流ii的路徑和方向,可以判斷A端和B端的端電壓反相,電路實現(xiàn)反相功率分配。

等效電路如圖2.7.8(b)所示,因為RC上的電流2i為零,所以i=0,信號源界面的輸入電阻Ri=ui/ii=(ioRA+ioRB)/ii=[(ii+i)RA+(ii-i)RB]/ii=RA+RB=2RL。因此,為了實現(xiàn)匹配,要求信號源的內(nèi)阻Rs=Ri=2RL,即RD=2RA=2RB。

從圖2.7.8(a)和圖2.7.8(b)中可以看出,反相功率分配時,輸出電流io=ii,輸出電壓則等于輸入電壓的一半,即uo=ui/2。圖2.7.8反相功率分配

2.功率合成

將圖2.7.6所示的魔T混合網(wǎng)絡代入圖2.7.2(c)和圖2.7.2(d),結(jié)果分別如圖2.7.9(a)和圖2.7.9(b)所示。與同相和反相功率分配相比,這兩個電路對調(diào)了信號源和負載電阻的位置,原來的負載電阻替換為信號源,原來的信號源替換為負載電阻。根據(jù)互易定理,反向使用的功率分配電路將實現(xiàn)功率合成。

圖2.7.9(a)中,A端和B端接相同的信號源且端電壓同相,在結(jié)構(gòu)對稱的電路中形成偶對稱的電壓和電流分布,跨接在A端和B端的電阻RD兩端的電位相等,其上沒有電壓、電流和輸出功率,A端和B端的輸入功率合成到對稱面上的電阻RC上,實現(xiàn)同相功率合成。同相功率合成時,輸出電流io=2ii,輸出電壓則與輸入電壓相等,即uo=ui。

圖2.7.9(b)中,A端和B端的信號源使端電壓反相,在結(jié)構(gòu)對稱的電路中形成奇對稱的電壓和電流分布,對稱面上的RC上沒有電壓、電流和輸出功率,A端和B端的輸入功率合成到跨接在A端和B端的RD上,實現(xiàn)反相功率合成。反相功率合成時,輸出電流io=ii,輸出電壓則等于輸入電壓的兩倍,即uo=2ui。

功率合成時,信號源與負載的匹配條件和功率分配時的匹配條件相同,無論功率分配還是功率合成,A端、B端、C端和D端的電阻關(guān)系為RA=RB=2RC=RD/2。圖2.7.9功率合成

圖2.7.10(a)所示為兩路同相功率分配與合成放大器的交流通路,傳輸線變壓器Tr1和Tr2構(gòu)成的魔T混合網(wǎng)絡分別用于同相功率分配和同相功率合成。圖2.7.10(b)所示為兩路反相功率分配與合成放大器的交流通路,傳輸線變壓器Tr1和Tr2構(gòu)成的魔T混合網(wǎng)絡分別用于反相功率分配和反相功率合成。信號源內(nèi)阻Rs、放大器的輸入電阻Ri、輸出電阻Ro、負載電阻RL、C端電2阻RC和D端電阻RD的取值滿足匹配條件。圖2.7.10兩路功率分配與合成放大器

2.8集成器件與應用電路舉例

圖2.8.1所示為一工作頻率為160MHz的諧振功率放大器,向50Ω的負載提供13W的功率,功率增益為9dB?；鶚O采用自給偏置,由高頻扼流圈Lc1的內(nèi)阻產(chǎn)生很小的負偏壓。集電極采用并聯(lián)饋電,高頻扼流圈Lc2和旁路電容CBP引入直流電壓UCC。放大器輸入端采用T型匹配網(wǎng)絡,調(diào)節(jié)電容C1和C2使功率管的輸入阻抗在工作頻率上變換為前級放大器要求的50Ω匹配電