頁1前言1.1背景及意義圖1.1電動汽車經(jīng)典電氣結(jié)構(gòu)目前，電動汽車的充電方式分為以下4種:(1)直流充電:即快充，以高壓直流電直接給動力電池饋電，這種充電方式高效快速，充電半個小時即可為動力電池提供百分之八十左右電量。設(shè)立充電樁與動力電池相連，無需充電機[3]。(2）交流充電：另稱慢充，使用電動汽車內(nèi)部的充電機，充電機其外部連接電網(wǎng)，內(nèi)部接入汽車動力電池組，把外部電網(wǎng)輸入的交流電按所設(shè)置的數(shù)值調(diào)制為直流電以給內(nèi)部動力電池充電。(3）直接換汽車電池：更換汽車電池的方法多應用于電動公交車。(4）無線充電：以電磁感應為原理。有兩種形式：動態(tài)無線充電和停車無線充電；動態(tài)無線充電是指在汽車行駛過的道路上設(shè)置了無線充電裝置，使電動汽車在行駛中就可以進行充電。停車無線充電是在合適位置安裝無線充電裝置，在電動汽車停車時進行充電。直流充電充電速度很快，但受限制于目前電池技術(shù)發(fā)展還存有不足，頻繁使用大電流充電會增加電池的損耗，使電池的使用壽命縮短，并且在充電過程中很容易產(chǎn)生局部過熱的現(xiàn)象，對電池安全性能要求更高。無線充電技術(shù)雖然安全性高、使用方便，但其充電效率低、設(shè)置成本又高。大功率工作時有電離輻射等安全隱患問題，技術(shù)仍舊不夠成熟；目前科學家們不建議大規(guī)模推廣使用。交流充電的電流和充電功率都較為合適，安全性能也較為穩(wěn)定，也不會對電池和電網(wǎng)的壽命產(chǎn)生過多不良影響。因此除部分國內(nèi)車企在交流充電的同時兼具直流充電的功能外，多數(shù)國內(nèi)汽車廠商會首選交流充電的方式[4,5]。1.2國內(nèi)外研究現(xiàn)狀1.2.1新能源汽車在國內(nèi)外的發(fā)展現(xiàn)狀金山銀山在，青山綠水卻離我們遠去了，因為化石能源的排放，我們美麗的地球村環(huán)境日益惡化；新能源汽車在這時就變成了交通運輸行業(yè)的救命稻草，各國政府競相發(fā)布相關(guān)政策進行扶持，力求在電動汽車的發(fā)展中位居世界前沿。瑞典、德國、美國、日本等國家，新能源汽車發(fā)展勢頭不容小覷。電動汽車的銷量一路狂飆，據(jù)調(diào)查統(tǒng)計，2020年全年全球電動車累計銷量高達312.48萬輛，較2019年大增41%，占據(jù)4%的市場份額，遠高于2019年的2.5%。預計到2021年或2022年，全球電動車市場份額將增長至6%或7%。其中特斯拉model3仍然蟬聯(lián)年度銷量冠軍；在成都的街道上，隨處可見特斯拉汽車，電動汽車成為賣車的新風尚可見一斑。其中中國、美國、日本和歐洲對全球電動汽車銷量貢獻最大[3]。較早進行電動汽車研發(fā)的國家是汽車行業(yè)的龍頭之一——日本，日本傳統(tǒng)的混合動力汽車有先進的技術(shù)支持。日本預計在2021年將純電動汽車和插電式混合動力汽車占比提升至整體乘用車的50%以上[4]。瑞典等北歐國家，側(cè)重技術(shù)創(chuàng)新和零排放的純電動汽車，完全脫離化石能源。不僅技術(shù)大力創(chuàng)新，同時雙管齊下出臺相關(guān)的購買政策鼓勵國民選擇電動汽車。歐洲因為地廣人稀，積極建設(shè)基礎(chǔ)充電設(shè)施，在不同場所提供不同的充電設(shè)施，更進一步為電動汽車車主提供充電便利。為新能源汽車的普及做出公共建設(shè)貢獻[5]。美國也是在新能源汽車方面領(lǐng)先的國家，使得美國擁有了較為成熟的科研技術(shù)，領(lǐng)先全球的品牌特斯拉也是歷年電動汽車的效率冠軍[6]。特斯拉的技術(shù)處于電動汽車的尖端，值得各國學習其技術(shù)。其中特斯拉model3車型在我國國內(nèi)也是電動汽車的熱門車型[7]。我國電動汽車行業(yè)也是不逞多讓，近年來各種國產(chǎn)的電動汽車品牌在國家各項優(yōu)惠政策的扶持下發(fā)展迅猛，如蔚來、小鵬、比亞迪等，都深受國人喜愛。我國也出臺了一系列扶持電動汽車發(fā)展的購車政策，如在上海市購買電動汽車上牌照無需搖號等待額外加錢；在北京、上海等大城市中的停車場內(nèi)設(shè)有大量的充電樁，方便電動汽車充電。2020年我國電動汽車銷量約為116萬輛[8]，產(chǎn)品的結(jié)構(gòu)組成方面，純電動汽車在新能源汽車市場占比預計會從2020年的80.3%提升至2025年的90.9%[9]。圖1.22020全球各大汽車品牌的市值圖1.2為2020年全球各大汽車品牌的市值，可以看出新能源汽車品牌已經(jīng)超越了老牌汽車品牌——寶馬。這一現(xiàn)象證明了新能源汽車的前景一片光明，發(fā)展欣欣向榮[10]。1.2.2車載充電機在國內(nèi)外的發(fā)展現(xiàn)狀車載充電機在國外起步較早，早在上世紀七十年代左右就有一些國家對蓄電池快速充電技術(shù)進行研究，最開始是以非隔離拓撲型為主，這是一種直接與網(wǎng)側(cè)電流相連不太安全的充電方式，易發(fā)生意外。經(jīng)過科學家不懈努力研究，國外的一些技術(shù)已經(jīng)把單一、繁瑣的充電設(shè)備轉(zhuǎn)化為輕量化智能的類型[11]。我國對車載充電機的研發(fā)時間較晚，在技術(shù)方面弱于歐美、日本等國家。我國為推動電動汽車發(fā)展制定了一系列政策，支持車載充電機的研發(fā)工作。讓高校與企業(yè)聯(lián)手，共同攻克研發(fā)問題，許多大公司已經(jīng)著手與國際技術(shù)接軌。還有許多中小型企業(yè)聯(lián)合合并，為國外車載充電機進行生產(chǎn)加工[12]。按位置劃分為車載充電機和非車載充電機。以下詳細介紹[13]：非車載充電機：一般都是設(shè)立在城市中的大型商業(yè)廣場購物中心、超市；住宅區(qū)內(nèi)的停車場中。非車載充電機一般是用直流電的形式將電能傳送給電動汽車電池組。這種充電方式是目前所有充電方式中充電的時間最短，大大節(jié)約了人們等待充電的時間，適合生活節(jié)奏快的當代人；電動汽車形式目前還沒有統(tǒng)一這一難題困擾著研發(fā)者們，對不同電動汽車動力電池的性能和要求不同，很難達到大規(guī)模普及。研發(fā)也受到了極大限制，并且設(shè)置成本高。大部分商場并不愿意花費高額價錢來設(shè)立專門給電動汽車充電的裝置。車載充電機：是指固定在汽車上的充電機，來自充電樁或者家庭用電的交流電轉(zhuǎn)換為電動汽車動力電池組所需要的直流電。OBC的各項參數(shù)和電動汽車動力電池組的參數(shù)必須要與汽車的性能指標、硬件設(shè)施等相匹配，所以我們需要按照動力電池組的電壓電流參數(shù)劃分出一個上下的界線。車載充電機安裝在汽車的固定位置，就類比于汽車的發(fā)動機，可以是前置前驅(qū)、前置后驅(qū)、后置后驅(qū)等；要求輕量化、小型化、高效化、安全化。一個又輕又高功率又有安全保障的車載充電機是研發(fā)者們追求的目標。大部分研發(fā)者研發(fā)的充電機采用的是單相或者三相電取電，經(jīng)整流和DC/DC變換對電池進行充電。最早的單級式車載充電機在輸入功率因素和輸出精度上無法同時滿足設(shè)計需要，只能應用于鉛酸電池。后來經(jīng)過研發(fā)者不懈努力提出兩級式隔離型結(jié)構(gòu)，一般是前級PFC和后級DC/DC部分組成。前級PFC有的功能：進行功率因數(shù)矯正，減少了對電網(wǎng)側(cè)產(chǎn)生的諧波污染;輸出穩(wěn)定的高電壓，為DC/DC部分提供穩(wěn)定的輸入電壓。剛開始研發(fā)時候是用inductance和electriccapacity組合的無源電路進行功率因數(shù)校正，此種路的功能不全，開關(guān)技術(shù)和功率半導體器件的技術(shù)越來越成熟后科學家們研發(fā)出了有源功率因數(shù)矯正(ActivePowerFactorCorrection,APFC)技術(shù)，APFC電路操作容易并且不需要大體積，電路構(gòu)成簡易，功率極其高——幾乎達到了100%。APFC具有了很多優(yōu)點。在上個世紀，單相APFC就已經(jīng)被科學家們廣泛的研究了，所以單相APFC的技術(shù)甚是成熟。這種拓撲結(jié)構(gòu)需要的是耐壓值較高的功率開關(guān)管，科學家們一般都選用IGBT開關(guān)管作為第一選擇。后級隔離式DC/DC在前級AC/DC的基礎(chǔ)上進一步進行能量轉(zhuǎn)換來實現(xiàn)最佳的對動力電池組的充電方案。兩級式電路功率因數(shù)大部分情況大于95%甚至能達到99%，其有優(yōu)秀的工作效率——95%以上。除此之外，隔離型拓撲結(jié)構(gòu)還為電氣系統(tǒng)提供了高保障的安全，降低了相關(guān)的電磁干擾。是我們的至優(yōu)選擇。按需要調(diào)制輸出寬范圍電壓是后級DC/DC的任務，它的工作品質(zhì)的好壞直接可以決定充電機的整體效率，因此該部分的體積和質(zhì)量在保證工作銷量的同時要盡可能的小，以減小整個充電機的體積和質(zhì)量，實現(xiàn)輕量化?？茖W家們大多是采用提高工作開關(guān)頻率來減小儲能元件的尺寸大小進一步減小充電機的體積，但是往往不可兩全其美，高頻化也會增加電路中功率開關(guān)管的開關(guān)損耗，開關(guān)的過度損耗會使充電機充電模塊的在工作時溫度過度升高降低了充電效率。為了使開關(guān)的損耗盡量越小越好，科學家們采用軟開關(guān)技術(shù)使開關(guān)在零電壓或零電流狀態(tài)降低開關(guān)損耗。常見的拓撲有:移相全橋PWM-ZVS準諧振變換器、零開關(guān)PWM變換器和全諧振變換器等。1990年左右科學家研發(fā)出了LLC諧振變換器，在全部開關(guān)過程中都是在諧振狀態(tài)下工作，利用諧振的作用避免了開關(guān)管在工作過程中電壓和電流的重疊，消除了開關(guān)損耗的情況，電壓可以在寬范圍輸出、靈活度大等優(yōu)點也是本設(shè)計選用LLC不可或缺的原因。綜上所述本設(shè)計中選用LLC諧振變換器作為充電機的后級變換器。

2車載充電機總體結(jié)構(gòu)設(shè)計2.1充電模式分析充電形式的不同，汽車動力電池的壽命、充電時間的長短、安全系數(shù)高不高也會不盡相同，大部分情況業(yè)內(nèi)普遍認為充電形式有:恒流充電、恒壓充電、階段性充電。（1恒流充電如圖2-1(a)所示，在恒流充電模式中，充電電流是預設(shè)好的確定值，動力電池內(nèi)阻伴隨著充電時間增長而增大，根據(jù)歐姆定律可知動力電池的電壓也會伴隨著時間而增大。一旦電壓達到了所設(shè)置的數(shù)值后就不再繼續(xù)充電。恒流充電模式的控制方式很容易，不需要復雜的控制策略。這種方法可以杜絕充電電流大于設(shè)定值對電池產(chǎn)生損傷降低了電池壽命，但是有得必有失，充電的不可避免的會長一些。(2)恒壓充電如圖2-1(b)所示，在恒壓充電模式中，充電電壓是預設(shè)好的確定值，充電電流會伴隨著充電時間的增加而減少，當減少到所設(shè)置的數(shù)值后，就不再充電了。恒壓充電時杜絕了過度充電的難題，但充電剛剛開始的時候動力電池的內(nèi)阻很小，根據(jù)歐姆定律可知充電電流會很大，大電流會損傷電池影響使用壽命。(3)階段性充電如圖2-1(c)所示，階段性充電：首先恒流充電，使動力電池的電壓逐漸升高，直至升高到設(shè)定值后就變成了恒壓充電，恒壓充電過程中充電電流緩慢減小到設(shè)定值后停止，最后是涓流充電。先恒流后恒壓既可以縮短充電時間又可以解決充電前段時間的充電電流過大傷害電池，最后的涓流充電是在恒流恒壓充電結(jié)束后對動力電池進行恒壓小電流充電，此種方式一舉兩得。實現(xiàn)雙贏。圖2.1充電方式2.2車載充電機拓撲結(jié)構(gòu)設(shè)計方案2.2.1前級PFC電路PFC電路作為一種目前比較常見的電路設(shè)計方案，已經(jīng)被廣泛的應用在了工控自動化、通訊等領(lǐng)域，可以有效的提升整個電路系統(tǒng)的穩(wěn)定性。一般來說，PFC電路按電路中按照有無有源器件分為兩種電路：無源功率因數(shù)校正電路（PassivePowerFactorCorrection,PPFC）和有源功率因數(shù)校正電路（ActivePowerFactorCorrection,APFC）。傳統(tǒng)PFC電路僅有L和C無源器件，經(jīng)過傳統(tǒng)PFC電路改進后得到填谷式PFC電路，填谷式PFC電路是由電容和二極管構(gòu)成，儲能電容的充放電狀態(tài)隨著輸入電壓的變化而變化，它可以通過消除高次諧波來校正功率因數(shù)。兩種無源PFC電路結(jié)構(gòu)圖如圖3.1所示。無源PFC電路雖然制作成本低并且效率很高，結(jié)構(gòu)也是很簡單。但體積過大，輸入的電流會有很大諧波，產(chǎn)生電路污染。因此大部分用于對體積、性能要求不高且功率較低的設(shè)計中[11]。而本設(shè)計所研究的是中大功率車載充電機，因此不使用無源PFC電路作為前級PFC電路的主電路，而選用有源PFC電路。填谷式PPFC體積比傳統(tǒng)PPFC要小很多，去除了很多傳統(tǒng)PPFC的糟粕。大功率設(shè)計中科學家們大多考慮這種方案，本設(shè)計也是學習了很多填谷式PPFC的優(yōu)點。傳統(tǒng)PPFC(b)填谷式PPFC圖2.2兩種PPFC電路在目前國內(nèi)的新產(chǎn)品設(shè)計研發(fā)方面，APFC設(shè)計占據(jù)了新產(chǎn)品類型中的多數(shù)。想要實現(xiàn)APFC，按電感扼流圈有無存儲電流來分類，則有連續(xù)傳導模式（CCM）和不連續(xù)傳導模式（DCM）兩種。CCM模式比較適用于輸出功率較大的場合，而DCM模式則更適用于200W以下的中功率的APFC變換器。就這兩種技術(shù)的優(yōu)缺點而言，CCM具有顯著的優(yōu)點，采用這種傳導模式的APFC電路輸入和輸出電流紋波小、THD和電磁干擾（EMI）小、濾波容易，且RMS（RootMeanSquare）電流小、器件導通時不會產(chǎn)生過多的損耗，更加適應于大功率設(shè)計，所以本設(shè)計采用CCM模式。單相APFC技術(shù)研究早，有了較為成熟的技術(shù)，一般應用在功率不大的場合，它的基本原理是：對輸入端的電壓和電流波形的進行檢測，然后控制六個功率開關(guān)管的通斷使得輸入電流保持與輸入電壓的相位相同，同時輸入電流的波形接近正弦波，最終達到功率因數(shù)矯正的目的。這種拓撲對功率開關(guān)管的耐壓值要求較高，所以一般選擇IGBT作為開關(guān)管。在本次設(shè)計中單相四開關(guān)APFC用于單相慢充的前級電路。圖2.3單相四開關(guān)APFC電路2.2.2后級DC/DC電路DC/DC是整個設(shè)計中相當有分量的研究，BMS發(fā)出指令后DC/DC根據(jù)指令信息立即做出對電壓不同的輸出電壓及其模式的調(diào)整，保證工作順利進行。為提高功率密度、減小集成系統(tǒng)的體積，DC/DC工作在高頻開關(guān)狀態(tài)既能提高功率密度、減小集成系統(tǒng)體積。并且本設(shè)計引用了softswitch的思想，通過softswitch的方法來減小因升高開關(guān)頻率而增加的開關(guān)損耗，不僅可以讓充電效率提高，放電效率也得到了一個可觀飛躍。可以用transfomer的漏感來替換LLC諧振網(wǎng)絡內(nèi)的勵磁電感，很大程度上讓電路的體積得以減小到我們所期望的數(shù)值。調(diào)節(jié)開關(guān)頻率固定占空比就可以使得開關(guān)管調(diào)節(jié)outputvoltage,非常的方便快捷，有了這些優(yōu)點，本設(shè)計決定采用全橋LLC諧振變換器作為DC/DC后級電路。圖2.4LLC諧振電路根據(jù)上文對車載充電機前級和后級電路的分析，能夠得到完整的車載充電，機的拓撲結(jié)構(gòu)，圖2.5是車載充電機的整體拓撲結(jié)構(gòu)，我本設(shè)計的結(jié)構(gòu)前級選用三相六開關(guān)PFC電路，提高功率因數(shù)同時為后級提供穩(wěn)定在300V的輸入電壓，可謂一舉兩得；后級選擇的是全橋LLC諧振變換器來輸出280V~400V的寬范圍電壓，還可以利用高頻軟開技術(shù)，降低了開關(guān)損耗。同時根據(jù)車載充電機的功能需求，選用了3個不同功能的芯片來實現(xiàn)不同的充電機功能，最終得到本設(shè)計充電機的主要功能結(jié)構(gòu)，如圖2.6所示。圖2.5車載充電機整體結(jié)構(gòu)圖2.6車載充電機功能結(jié)構(gòu)3車載充電機硬件設(shè)計車載充電機的技術(shù)指標也要嚴格設(shè)計，遵循國家的相關(guān)安全標準，這樣才可以防患于未然，未雨綢繆的杜絕安全問題，并且這些重要數(shù)值還是設(shè)計充電機時的一個重要參考依據(jù)。本設(shè)計參考了當前國內(nèi)充電機技術(shù)的現(xiàn)狀和市場對大功率車載充電機的各項因數(shù)需求，設(shè)計一款輸出功率為3kW的大功率車載充電機，充電機的主要技術(shù)指標如表3-1所示:表3-1PFC電路性能指標性能指標參數(shù)輸入交流電壓范圍（V）220±15%額定輸入交流電壓（V） 220額定直流母線電壓（V） 380直流母線電壓范圍（V） 380±20開關(guān)頻率(Hz) 10k功率因素 ≥0.953.1PFC電路設(shè)計通過比較調(diào)制波與三角波來生成PWM信號，利用這個PWM信號對圖中四個開關(guān)管進行控制，控制中的交流側(cè)會產(chǎn)生一個fundamentalfrequency和modulationwave相同且與其幅值成比例的一個電壓UAB，除基波分量UAB中還含有由高速的開關(guān)引起的highspeedharmonic，有了交流側(cè)電感L的作用，這些highspeedharmonic并不會再對inputelectriccurrent有很大不良的影響了，所以在本設(shè)計中我們暫時可以先忽略這些不是至關(guān)重要的影響，就只是認真的考慮基波分量，那么我們的單相PFC電路的輸入側(cè)和輸出側(cè)可以就能等效成如圖3.1所示的電路。單相PFC輸入側(cè)等效電路（b）單相PFC輸出側(cè)等效電路圖3.1PFC等效電路(1)功率開關(guān)管的計算設(shè)計根據(jù)表3-1確立的參數(shù)，輸入線電壓Ui=220V,Po=6.6kw,η=0.97,那么輸入功率P1為：P1=Po在輸入電壓為最小值時，交流側(cè)輸入電流取得最大有效值I1為I1可計算出交流側(cè)輸入電流的峰值電流IpI 設(shè)計電流定額，我們考慮到了eletriccurrent含有諧波成分，所以真實得出的實際電流數(shù)值勢必會比峰值電流大一些，則取交流側(cè)電流的設(shè)計值為26A，但我們受制于技術(shù)，并不能特別精確地得出到底是大了多少，所以就粗略的設(shè)置1.5倍的裕量，就可以計算出功率管電流定額26×1.5=39A。功率管所承受的最大電壓為直流側(cè)輸出電壓的峰值，直流側(cè)輸出電壓為720V，同樣的取1.5倍的裕量，計算出功率管的電壓定額為720×1.5=1080V。綜上，我們再通過查閱開關(guān)管數(shù)據(jù)手冊，深思熟慮后選擇了Infineon公司生產(chǎn)的型號為IGC70T120T6RL的IGBT功率開關(guān)管，此開關(guān)管耐壓值是1200V，額定電流是75A，正好比較完美的滿足了我們的設(shè)計要求，也可以完美適配電機控制模式下的工作要求。（2）交流側(cè)電感的計算設(shè)計電路中交流側(cè)電感有著舉足輕重的作用，交流側(cè)的電感可以完美夠隔離從電網(wǎng)來的電壓和主電路來的輸入電壓；又可以濾掉從交流側(cè)來的電流諧波，這樣可以得到比較完美好看的電流波形；再者讓電路控制系統(tǒng)獲得良好的dampingcharacteristic，對系統(tǒng)穩(wěn)定性功不可沒。 當輸入電壓為最小值時的占空比d為d=Vdc-Vin-min式中：Vdc為輸出直流電壓額定值，Vin-min為輸入電壓最小值 由式（3-3）我們知道輸入電流的峰值為25.71A，依據(jù)工程經(jīng)驗，選擇升壓電感的高頻紋波系數(shù)Kr為0.2,可以計算出紋波電流?I為：?I=λIp=0.2x25.71=5.142則滿足輸入電流的紋波要求的最小電感L為L=式中：fs為開關(guān)管的開關(guān)頻率，取10kHz（3）直流側(cè)電容的計算設(shè)計輸出電容Cdc可以計算為Cdc式中VDC-max和VDC-min分別表示PFC電路的最大輸出電壓和最小輸出電壓，結(jié)合仿真實驗保持時間為10ms,在三相電的情況下Cdc=0.00235F,在單相電的情況下Cdc=0.00217F。3.2LLC電路設(shè)計隨著高壓電池的最終電壓隨電池的剩余部分的變化而變化，其范圍可達230V~450V，需要通過一定變比的變壓器實現(xiàn)隔離和升、降壓功能。采用變壓器的DC/DC變換器可以分為原邊逆變和副邊整流的過程，調(diào)壓也是原邊逆變的主要功能之一，主要分為推挽正激、半橋和全橋拓撲；整流過程應實施低壓大電流整改，大多數(shù)情況分為半波整流、全波整流和倍流整流。3.2.1逆變側(cè)設(shè)計圖4.4（a）為推挽正激電路。推挽正激拓撲通過電容C1和輸入電壓實現(xiàn)了對開關(guān)管電壓的箝位（C1上電壓為輸入電壓），減小了開關(guān)管的尖刺，但是開關(guān)管的電壓應力為2倍輸入電壓，功率器件不適合高壓輸入的場合。圖4.4（b）為半橋電路。半橋拓撲可以分為對稱式半橋和不對稱半橋，通過Q1、Q2的占空比是否相等來劃分。對稱式半橋為硬開關(guān)，不適合功率較大的電路；不對稱半橋可以通過諧振參數(shù)實現(xiàn)軟開關(guān)，但是控制復雜，在輸入電壓范圍寬的時候占空比變化比較大，不適合電壓變化范圍比較大的系統(tǒng)。另外，半橋拓撲的開關(guān)管電流應力為全橋拓撲的兩倍，總導通損耗也為全橋的兩倍，而且電容體積較大，不適合中大功率的場景。圖4.4（c）為全橋電路。全橋拓撲具有最多的開關(guān)管，二極管的續(xù)流損耗較大?？刂品椒ǘ喾N多樣，但其開關(guān)管目前的電流和電壓應力相對較低。此外，實現(xiàn)軟開關(guān)方便，具有明顯的效率優(yōu)勢，全橋電路主要用于中、高功率。（a）推挽正激(b)半橋(c)全橋圖3.2逆變側(cè)主要拓撲結(jié)構(gòu)為了實現(xiàn)全電路橋電路原邊開關(guān)管管的軟切換，許多學者提出了大量的拓撲結(jié)構(gòu)，移相全橋ZVS軟開關(guān)電路和LLC諧振軟開關(guān)電路是其中的中流砥柱，如圖3.3所示。（a）移相全橋(b)LLC諧振圖3.3全橋軟開關(guān)主要拓撲結(jié)構(gòu)移相全橋的電路拓撲如圖3.3（a）所示，通過橋臂間的移相控制，利用MOS管DS間寄生電容和變壓器的漏感進行諧振，可以實現(xiàn)四個開關(guān)管的ZVS零電壓開關(guān)[17]，開關(guān)損耗明顯變小。移相全橋每橋臂互補導通50%占空比，橋臂之間有一定的相位差異，所以變壓器一次側(cè)的等效輸入電壓可以通過相位偏移來改變，大范圍的電壓調(diào)整可以實現(xiàn)。缺點是當相移角大時，電路中的循環(huán)電流大，影響整體效率。由于相位換相全橋控制邏輯簡單，可以方便地實現(xiàn)軟開關(guān)，因此大量用于各種功率等級的轉(zhuǎn)換器中。LLC諧振變換器是串聯(lián)、并聯(lián)和串并聯(lián)諧振變換器的變種，如圖3.3（b）所示。LLC諧振變換器有許多突出的特性，可以在寬的電壓和負載范圍內(nèi)工作，以達到高的整體效率。除了主電路管ZCS外，諧振變換器LLC還能同時實現(xiàn)ZCS副級二極管，從而減少開關(guān)損耗和反向恢復損耗。因此，計劃這次選擇全橋LLC諧振電路。3.2.2整流側(cè)設(shè)計在后級電路，不僅有充電時小電流的工作狀態(tài)，又含有放電時大電流的工作狀態(tài)。采用二極管校正整流時，較小的導通損耗會導致較大的功率損耗。因此，采用MOS管代替二極管實現(xiàn)同步校正，應大力考慮MOS管的線損。全橋整流是比較常見的整流方式，MOS管道的電壓和電流電壓相對較小，但使用的MOS管道數(shù)量相對較多，導通損耗較大。在低壓大電流的應用場景下我們選用采用如圖4.6的半波整流、全波整流和倍波整流拓撲。如圖3.4（a），半波整流拓撲簡單，但是相對于全波整流而言，電感上的波形頻率就是開關(guān)頻率，電感較大，不利于提高功率密度；如圖3.4(b)，全波整流變壓器副邊采用中心抽頭，在每個正負半周都能夠完成一個濾波周期，濾波電感的工作頻率為2fs，因此濾波電感的感量和輸出電容的容量均可大幅減小;如圖3.4(c)，，與全波整流相比，倍波整流的主要優(yōu)點是變壓器的副側(cè)不需要中環(huán)，電流為一半輸出電流，使變壓器易于設(shè)計，變壓器副側(cè)銅損耗較小。同時，分布損耗很小，但主要缺點是采用了兩種濾波電感，濾波電感頻率為fs，因此很難提高功率密度，有必要考慮到參數(shù)不一致造成的電流釋放問題。（a）半波整流(b)全波整流(c)倍波整流圖3.4整流結(jié)構(gòu)3.2.3LLC電路特性分析全橋LLC諧振變換器的拓撲如圖2.4所示，該電路由逆變器部分、諧振洞和整流部分組成，代表逆變器：四個功率開關(guān)管Q7-Q10；刺中含有寄生二極管和寄生電容。電路諧振腔由諧振電容器Cr、諧振電感Lr和勵磁電感Lm組成、勵磁電感Lm構(gòu)成；開關(guān)管Q11-Q14構(gòu)成了一個整流電路，T為主功率變壓器。N1為原邊，電源通過變壓器T輸送到次級N2，然后通過Q11-Q14進行修正，以獲得穩(wěn)定的直流電源，用以供電。LLC諧振變換器有兩個諧振頻率:第一個諧振頻率fr，其中只有諧振電容器Cr和諧振插入器Lr參與共振，稱為串聯(lián)諧振頻率；二是勵磁電感Lm、諧振電容器Cr和諧振電感Lr參與共振的第二諧振頻率，也稱為串聯(lián)并聯(lián)諧振頻率fm。其表達式如式（4-8）、（4-9）。frfmLLC諧振變換器在變頻模式下通過改變開關(guān)頻率調(diào)整其能量性能。根據(jù)開關(guān)頻率fs、串聯(lián)諧振頻率fr和串聯(lián)諧振頻率fm之間的關(guān)系，LLC諧振變換器分為三種工作狀態(tài)，分別為:工作狀態(tài)1:fm<fs<fr.﹔在這種工作狀態(tài)下，當諧振電流iLr與勵磁電感電流iLm相等時，激發(fā)勵磁電感Lm參與共振，通過整流二極管的電流是間歇性的，因此整流二極管ZCS能夠?qū)崿F(xiàn)通斷。工作狀態(tài)2:fs=fr﹔開關(guān)頻率等于fr諧振頻率，即fs<f；勵磁電感Lm不再參與共振，兩端的電壓始終被輸出電壓壓入nV。整流二極管電流至關(guān)重要，因此ZCS也可以關(guān)閉。工作狀態(tài)3:fs>fr;此工作狀態(tài)，勵磁電感Lm不參與諧振，其兩端的電壓一直被輸出電壓箝位在nVo。由于此時整流二極管電流連續(xù)，工作在硬關(guān)斷模式下，因此存在反向恢復問題。令K為電感系數(shù)=Lm/Lr，歸一化頻率fn=fs/fr,品質(zhì)因數(shù)Q=LrMf根據(jù)變換器的直流增益公式，當其他變量穩(wěn)定時，其他K型均對應不同的直流增益曲線。K值越大，對應于等效開關(guān)頻率電壓的增益幅度越小，在輸入電壓較低的情況下，變換器無法達到所需的增益。同時，為了得到相同的電壓增益，換能器開關(guān)頻率工作區(qū)必須寬，不利于共振電容和變壓器等磁元件的選擇，驅(qū)動電路的設(shè)計也會帶來困難。K值不太大的時候變換器實現(xiàn)增益很容易。但Lr設(shè)置為一個數(shù)值已經(jīng)是提前做好的，Lm就會偏小，勵磁電感電流會大大增加，導致變壓器損耗提高和降低變換器效率；;同時K較小時，從增益圖曲線體現(xiàn)開關(guān)頻率很小的波動會讓有一個很大的電壓增益方面的變化，閉環(huán)路就不太穩(wěn)定，容易產(chǎn)生錯誤。所以K工程上一般取值2~6之間。圖3.5不同K值下的增益變化K不變化，直流增益曲線會隨著Q值變化發(fā)生變化。從圖3-6可看出，K取值越大，對應相同開關(guān)頻率的電壓增益幅值越小，在低輸入電壓的情況下，變換器很可能不能達到目標增益值。圖3.6不同Q值下的增益變化由輸入阻抗感性容性分界線和直線fn=1，可將變換器的工作區(qū)域劃為三個部分:fn=1的右側(cè)為區(qū)域Ⅰ﹔阻容分界線的右側(cè)，fn=1的左側(cè)，為區(qū)域Ⅱ﹔阻容分界線與fn=1的左側(cè)為區(qū)域III。區(qū)域I:此時fs≥fr，增益小于1，變換器工作在降壓模式，由于在阻容分界線右側(cè)，故原邊開關(guān)管能夠?qū)崿F(xiàn)ZVS，但是由于開關(guān)頻率過高，諧振電流不能與勵磁電流相等，副邊整流二極管不能實現(xiàn)ZCS，存在反向恢復問題。區(qū)域II:此時fs<fr，增益大于1，由于在阻容分界線右側(cè),故原邊開關(guān)管能夠?qū)崿F(xiàn)ZVS，同時由于開關(guān)頻率降低，在諧振過程中存在諧振電流與勵磁電流相等的階段，即變壓器原副邊沒有電流流過，因此，工作在此區(qū)域還能實現(xiàn)副邊整流二極管的ZCS。區(qū)域Ⅲ:由于工作在此區(qū)域，變換器原邊開關(guān)管不能實現(xiàn)ZVS，故一般避免此種情況的發(fā)生。圖3.7LLC電壓增益曲線LLC諧振變換器的性能指標如表4-2所示表4-2LLC電路性能指標性能指標參數(shù)額定直流母線電壓（V） 380直流母線電壓范圍（V）380±20額定輸出電壓（V） 320輸出電壓范圍（V） 320±90額定高壓輸出電流（A） 25額定低壓輸出電流（A） 100諧振電感與勵磁電感之比K 2.5串聯(lián)諧振頻率(Hz) 100k（1）變壓器匝數(shù)比的確定對LLC諧振變換器的工作原理分析可知，當其工作在諧振頻率點時效率最高，因此需將該點設(shè)置為諧振變換器的額定工作點單相QUOTEn=VDCVout+Vf=450320+1.5≈1.4式中Vf和為開關(guān)管的管壓降，Vout為輸出電壓額定值（2）最大增益和最小增益最大增益點Mmax在輸入電壓最小且輸出電壓最大時取得單相Mmax式中：QUOTEVout-max為最大輸出電壓，Vdc-min可得到單相電的Mmax=1.20同理，最小增益點Mmin在輸入電壓最大且輸出電壓最小時取得：單相：Mmin式中：Vout-min可得到單相電的Mmin=0.71（3）最大工作頻率和最小工作頻率當品質(zhì)因數(shù)Q為0，即LLC變換器處于空載運行狀態(tài)同時電壓增益最小時可獲得最大的開關(guān)頻率，根據(jù)計算出的最小增益可得到最大開關(guān)頻率為fsmaxfsmax取值1.4x105最小開關(guān)頻率在當最大增益在純阻性電壓增益上時可以獲得，根據(jù)計算得到的最大增益，可計算出最小開關(guān)頻率為fsmin=f11KMfsmin取值7.53x104（4）品質(zhì)因數(shù)Q根據(jù)所得到的最大增益可得到電路的最大Q值Qmax在電路的設(shè)計中，為了滿足最低增益的要求，需將品質(zhì)因數(shù)Q的取值取成其最大值的95%，即將Qmax=0.80x0.95=0.761得到在K=2.5,Qmax=0.761的系統(tǒng)增益空間分布曲面，如下圖所示：圖4.12系統(tǒng)增益空間曲面圖（5）變壓器原邊等效阻抗將副邊整流電路的基波交流等效輸入阻抗折算到高頻隔離變壓器的原邊，就能夠過的由變壓器一次側(cè)看過去的等效阻抗R'R'式中，RL為輸出負載，Ω(6)諧振電感Lr、諧振電容Cr和勵磁電感Lm根據(jù)Q值和開關(guān)頻率，最終可以獲得諧振電感Lr和諧振電容Cr的計算式LrLr取2.95x10-5HCrCr取2.42x10-5F再由電感比值K，可得到勵磁電感Lm的值Lm

4控制策略設(shè)計充電機的軟件也是設(shè)計中的重頭戲。前級單相APFC電路被SVPWM雙閉環(huán)控制，外回路MCU通過電壓傳感器采樣輸出電壓，然后通過PID調(diào)節(jié)器輸出內(nèi)回路的指令值，與電流傳感器對輸入電流的采樣進行比較，使輸出穩(wěn)定，功率因數(shù)約為1。BehindLLC是單閉環(huán)控制，可降低輸出電壓，并通過間隔型II模糊PID控制器轉(zhuǎn)換開關(guān)頻率，實現(xiàn)設(shè)計所需的軟開關(guān)電路。4.1前級APFC控制策略圖4.1顯示了當電網(wǎng)輸入電壓為正時的開關(guān)狀態(tài)，當Q3接通時，輸入電流下半部分流過LI、Q3、D4和L2，上半部分流過L1、D1、Q2、L2，這個狀態(tài)下，LI和L2存儲來自電網(wǎng)的電能。當Q3關(guān)閉時，如圖4.2，電流經(jīng)L1、D1、Cdc、D4、L2開始下降。當電網(wǎng)輸入電壓為負，Q4工作以獲得高功率因素。通過反復開/關(guān)切換，獲得較高的性能功率因數(shù)，同時為直流母線電路提供合適的充電電壓。圖4.1輸入為正，Q3開啟圖4.2輸入為正，Q3關(guān)閉由上述可知，前級主要控制下橋臂的Q3，Q4的開關(guān)以達到提高功率因數(shù)以及交、直轉(zhuǎn)換的目的。驅(qū)動形式主要采用SVPWM空間矢量脈寬調(diào)制，控制策略主要采用雙閉環(huán)PI控制，采集母線電壓Vbus，與期望母線電壓作差，將偏差后送入PI控制器得到期望電感電流，采集電感電流數(shù)據(jù)后取絕對值以排除電流方向干擾在與期望電感電流做差，將偏差后送入PI控制器得到期望電流值，再與三角載波比較得到實時的開關(guān)PWM值。由于不同方向的電流需要控制不同的功率開關(guān)管，所以應當再采集實時的電網(wǎng)極性，以判斷執(zhí)行機構(gòu)的選取。圖4.3前級PFC控制框圖4.2后級LLC控制策略4.2.1PID控制PID控制器是由Proportionalunit(P)、Integralunit(I)、differentialunit(D)構(gòu)成。是一種非常經(jīng)典基本的控制理論，它的控制結(jié)構(gòu)簡單、穩(wěn)定性好、調(diào)整方便而且使用中不需要精確的系統(tǒng)模型，正是因為有這些優(yōu)點所以本設(shè)計基于設(shè)計理念和現(xiàn)實條件選擇了PID控制器。proportionalcontrol是一種最簡單的控制方式。其控制器的輸出與輸入誤差信號成比例關(guān)系。當僅有proportionalcontrol時系統(tǒng)輸出存在穩(wěn)態(tài)誤差。在Integralcontrol中，控制器的輸出與輸入誤差信號的積分成正比關(guān)系。對一個automaticcontrolsystem，如果在進入穩(wěn)態(tài)后存在穩(wěn)態(tài)誤差，則稱這個控制系統(tǒng)是有穩(wěn)態(tài)誤差的或簡稱Differentialsystem。為了消除steadystateerror，在控制器中必須引入積分項。積分項對誤差取決于時間的積分，隨著時間的增加，積分項會增大。這樣，即便誤差很小，積分項也會隨著時間的增加而加大，它推動控制器的輸出增大使穩(wěn)態(tài)誤差進一步減小，直到接近于零。因此，proportion+integration（PI）控制器，可以使系統(tǒng)在進入穩(wěn)態(tài)后幾乎無steadystateerror。在Differentialcontrol中，控制器的輸出與輸入誤差信號的微分成正比關(guān)系。自動控制系統(tǒng)在克服誤差的調(diào)節(jié)過程中可能會出現(xiàn)振蕩甚至失穩(wěn)。其原因是由于存在有較大慣性組件或有滯后組件，具有抑制誤差的作用，其變化總是落后于誤差的變化。解決的辦法是使抑制誤差的作用的變化“超前”，即在誤差接近零時，抑制誤差的作用就應該是零。這就是說，在控制器中僅引入“比例”項往往是不夠的，比例項的作用僅是放大誤差的幅值，而需要增加的是“微分項”，它能預測誤差變化的趨勢，這樣，具有比例+微分的控制器，就能夠提前使抑制誤差的控制作用等于零，甚至為負值，從而避免了被控量的嚴重超調(diào)。所以對有較大慣性或滯后的被控對象，比例+微分（PD）控制器能改善系統(tǒng)在調(diào)節(jié)過程中的動態(tài)特性。本文中LLC部分就是在PID的基礎(chǔ)上對變換器進行控制。4.2.2區(qū)間二型模糊控制TypeIfuzzycontrol它是一種比較簡單的控制方法，具有模糊數(shù)學的基本思想和理論。在傳統(tǒng)控制中，影響控制質(zhì)量的最重要因素是控制系統(tǒng)的動態(tài)模式是否準確。系統(tǒng)的動態(tài)信息越詳細，就能實現(xiàn)越精確的控制。但對于復雜系統(tǒng)來說，由于變量太多，很難描述系統(tǒng)的動力學，因此科學家們盡力降低系統(tǒng)的動力學以達到控制的目的，但結(jié)果并不令人滿意。傳統(tǒng)的控制理論對某些系統(tǒng)具有很強的控制能力，但如果面對過于復雜或難以適應的系統(tǒng)，它將無法做到這一點，所以我們嘗試用模糊數(shù)學的概念在動態(tài)控制中處理這些問題。我們可以這樣理解“一型”和“二型”的區(qū)別，比如說我們說今天的溫度是30°，這就是“一型”，而如果說今天的氣溫是30°到35°，那么就是一個區(qū)間；這個區(qū)間就是由30到35這中間。這就是“二型”。二型注重了“包容”，即為區(qū)間。區(qū)間的意義是理解二型很重要的一個點。二型模糊集一般分為兩種，即廣義二型模糊集(GT2FS)和區(qū)間二型模糊集(IT2FS)，區(qū)別是對次隸屬度取值的定義。當次隸屬度函數(shù)類似于一型模糊系統(tǒng)使用不同的函數(shù)（如triangleform、gaussform等）來描述時，該二型模糊集即為GT2-FS；而所有的次隸屬度取值為1時，即為IT2-FS。一型模糊邏輯如圖4.4(a)，用來刻畫對象模糊程度，用的是隸屬度函數(shù)；問題是有時候這個隸屬度函數(shù)都是模糊的，所以重新引入一個次隸屬度函數(shù)來刻畫這個隸屬度函數(shù)的模糊性；這個叫二型，區(qū)間二型是二型的一個簡化如圖4.4(b)，將次隸屬度函數(shù)值定義為1，避免了次隸屬度函數(shù)的選取，使得計算簡化。(a)一型模糊邏輯(b)區(qū)間二型模糊邏輯圖4.4模糊邏輯框圖之所以本設(shè)計采用區(qū)間二型模糊控制，是因為動力電池充電過程中端電壓隨著電池電能余量升高而升高，而導致了充電機在整個充電過程中的輸出范圍較寬，大致可到230V~450V，這導致了普通的PID算法難以在如此寬范圍內(nèi)對其保持一個有效的控制效果，其PID參數(shù)需要保持一個隨動的效果，故此引用了模糊控制思想，在不同的范圍保持一個不同的PID參數(shù)。而引入二型模糊是因為電路本身存在一定的紋波系數(shù)，即輸出電壓在一定范圍內(nèi)波動，可視作對電路系統(tǒng)自身即存在一定的擾動。在小擾動的干擾下，普通的一型模糊難以維持一個較好的控制效果，輸出容易產(chǎn)生一定的波動，對部分精密傳感器和器件有較大影響。而二型模糊自身將隸屬度函數(shù)再次模糊化，比一型模糊系統(tǒng)對于小擾動和非線性系統(tǒng)有更好的控制效果，能夠在一定的擾動下保持一個穩(wěn)定輸出。此時，后級LLC的控制框圖如下圖所示。圖4.5后級LLC控制框圖

5仿真分析5.1前級PFC仿真設(shè)計圖5.1前級PFC電路模型設(shè)計圖5-1是利用Matlab仿真平臺搭建的PFC電路仿真模型，仿真條件設(shè)置為:(1）交流電壓:220VAC/50Hz;(2）直流母線電壓:380士20VDC;(3）輸入電感:4mH;(4）輸出電容:2000F;(5)開關(guān)管:IGBT;(6）二極管:普通整流二極管;(7）開關(guān)頻率:10kHz。其具體電路如圖5.2所示，為單相四開關(guān)APFC電路，額定母線電壓為380VDC。圖5.2前級PFC電路模型其仿真結(jié)果如圖5.3所示，其峰值電壓約為385.2V，其最低電壓約為381V，成近似于正弦信號波動，滿足預設(shè)電壓380±20V的區(qū)間范圍，有著較好的調(diào)壓能力以及較高的功率因素。圖5.3母線電壓圖像5.2后級LLC仿真設(shè)計5.2.1后級仿真模型圖5-4是利用Matlab仿真平臺搭建的DC/DC電路仿真模型，仿真條件設(shè)置為:(1）母線電壓:380VDC;(2）輸出電壓:280~420VDC;(3）諧振電感:2.95x10-5H;(4）勵磁電感:6.05x10-5H;(5)諧振電容:2.42x10-5F;(6）濾波電容:4x10-4F;(7）開關(guān)頻率:75~140kHz。圖5.4后級DC/DC電路模型其內(nèi)部電路模型如圖5.5所示，采用全橋LLC型諧振電路。圖5.5LLC電路模型5.2.2模糊控制隸屬度根據(jù)偏差大小，將其按照區(qū)間劃分為5個論域：NB、NS、Z、PS、PB，一型模糊系統(tǒng)其隸屬度函數(shù)用gauss函數(shù)表示，關(guān)系如下圖5.6所示。圖5.6一型模糊隸屬度函數(shù)其模糊控制面如圖5.7所示，偏差越大則模糊控制力度越大。圖5.7一型模糊控制面在一型模糊隸屬度函數(shù)關(guān)系上再將原本的隸屬度函數(shù)再次模糊化，其設(shè)置方式如下圖5.8所示，得到二型模糊控制系統(tǒng)的隸屬度函數(shù)以及控制面。圖5.8二型模糊隸屬度關(guān)系圖5.9二型模糊隸屬度函數(shù)圖5.10二型模糊控制面由圖5.10可知，二型模糊控制面在空間呈現(xiàn)一定的曲率關(guān)系而非一型模糊的平面關(guān)系，這也表明二型模糊在控制帶小擾動的非線性系統(tǒng)優(yōu)于一型系統(tǒng)。5.2.3仿真結(jié)果如圖5.11表示變壓器兩端電壓，主邊保持380V直流電不變，副邊此時穩(wěn)定在300V，周期與主邊吻合，圖像較為理想。圖5.11變壓器主副邊電壓波形其逆變側(cè)開關(guān)管電流電壓的波形如下圖5.12所示，上方為開關(guān)管電壓波形，下方為電流波形。易得開關(guān)管的電流相位超前于電壓，整個逆變側(cè)電路開關(guān)管處于軟開關(guān)狀態(tài)。圖5.12逆變側(cè)開關(guān)管電流電壓波形諧振腔電流電壓波形如下圖5.13所示，易得電流電壓不同相，電壓處于峰值時電流易處于直線峰值，即傳輸功率穩(wěn)定。圖5.13諧振腔電流電壓波形輸出電壓如下圖5.14所示，由圖可知輸出電壓在298V~303V波動，即電壓紋波約為1%，表明電路處于一個較好的穩(wěn)定狀態(tài)。輸出電流如圖5.15所示，大致范圍為9.32~9.48A，波動幅度較小。輸出功率如圖5.16所示，于2780W~2970W浮動，滿足整體精度要求。圖5.14輸出電壓波形圖5.15輸出電流波形圖5.16輸出功率波形結(jié)論與展望在研讀了大量關(guān)于車載充電機和區(qū)間二型模糊控制有關(guān)文獻的基礎(chǔ)上，立足于新能源電動汽車是未來汽車行業(yè)發(fā)展大勢所趨，為了充分發(fā)揮出區(qū)間二型模糊控制系統(tǒng)所具有的優(yōu)點，本次車載充電機設(shè)計是基于Matlab/Simulink所做出的電控系統(tǒng)仿真，充分發(fā)揮了區(qū)間二型模糊控制的優(yōu)勢和特點，在兼顧性能和和成本的同時，還讓該系統(tǒng)有一定的實用價值。該系統(tǒng)基于隔離雙級式的電路結(jié)構(gòu)，在該基礎(chǔ)上通過二型模糊控制