第5章手機(jī)電視信號(hào)調(diào)制和解調(diào)技術(shù)5.1手機(jī)電視調(diào)制的種類5.2

QPSK數(shù)字調(diào)制技術(shù)5.3

BPSK、DBPSK、8PSK及16PSK調(diào)制解調(diào)器5.4

MQAM調(diào)制5.5

π/2旋轉(zhuǎn)不變QAM星座的獲得5.6

Offset-QAM數(shù)字調(diào)制技術(shù)5.7

MVSB(多電平殘留邊帶)數(shù)字調(diào)制技術(shù)5.8

OFDM數(shù)字調(diào)制技術(shù)5.9各種數(shù)字調(diào)制頻譜利用系數(shù)的比較5.1手機(jī)電視調(diào)制的種類

1.手機(jī)電視調(diào)制的分類

手機(jī)電視目前主要有三種傳輸方式：衛(wèi)星廣播傳輸、地面廣播傳輸和3G網(wǎng)絡(luò)傳輸。不同的傳輸方式采用的調(diào)制方式不同。

2.進(jìn)行數(shù)字調(diào)制的必要性

手機(jī)電視初期實(shí)驗(yàn)階段，數(shù)據(jù)率較低，圖像質(zhì)量較差。隨著人們對(duì)圖像質(zhì)量的要求越來越高，希望得到標(biāo)準(zhǔn)清晰度(SDTV)或更高清晰度(HDTV)的圖像，但這些圖像不壓縮時(shí)的圖像信息速率分別為8Mb/s、20Mb/s。要將如此高速率的信息傳送至用戶手機(jī)中，圖像壓縮編碼系統(tǒng)與傳輸處理系統(tǒng)是兩大關(guān)鍵技術(shù)環(huán)節(jié)。

例1設(shè)SDTV未經(jīng)壓縮時(shí)的數(shù)據(jù)速率為216Mb/s，經(jīng)H.264數(shù)據(jù)壓縮后用于手機(jī)電視可為1Mb/s(壓縮比為216∶1)，又設(shè)采用8VSB數(shù)字調(diào)制，此時(shí)的頻譜利用系數(shù)為5.3b/(s·Hz)，則調(diào)制后信號(hào)的帶寬為

在采用6MHz模擬帶寬的傳輸線路中，可傳輸30路數(shù)字SDTV信號(hào)。

例2設(shè)有HDTV圖像質(zhì)量的信號(hào)，經(jīng)H.264數(shù)據(jù)壓縮后其速率為4Mb/s，則經(jīng)64QAM調(diào)制(頻譜利用系數(shù)理論值為6b/(s·Hz))后信號(hào)的帶寬為

在采用20MHz模擬帶寬的傳輸線路中，可傳輸

套HDTV節(jié)目。

3.手機(jī)電視信號(hào)經(jīng)調(diào)制后的幾項(xiàng)性能

(1)采用不同壓縮標(biāo)準(zhǔn)的手機(jī)電視信號(hào)，在選用同一種調(diào)制方式的情況下，調(diào)制后信號(hào)的帶寬不同。

例3設(shè)經(jīng)H.264標(biāo)準(zhǔn)壓縮后的手機(jī)電視數(shù)字視頻信號(hào)

的速率為1Mb/s，則經(jīng)64QAM調(diào)制(頻譜利用系數(shù)理論值為

6b/(s·Hz))后信號(hào)的帶寬為

例4在與例2相同的圖像質(zhì)量情況下，設(shè)經(jīng)MPEG-2標(biāo)準(zhǔn)壓縮后的數(shù)字電視信號(hào)的速率為4Mb/s，則經(jīng)64QAM調(diào)

制(頻譜利用系數(shù)理論值為6b/(s·Hz))后信號(hào)的帶寬為

(2)同一種速率的手機(jī)電視信號(hào)，選用同一種調(diào)制方式，但頻譜利用系數(shù)不同，調(diào)制后信號(hào)的帶寬不同。

例5設(shè)經(jīng)H.264標(biāo)準(zhǔn)壓縮后的數(shù)字電視信號(hào)的速率為

1Mb/s，則經(jīng)8VSB調(diào)制(頻譜利用系數(shù)理論值為5.3b/(s·Hz))后信號(hào)的帶寬為

例6設(shè)數(shù)字電視信號(hào)的速率仍為1Mb/s，則經(jīng)16VSB調(diào)制(頻譜利用系數(shù)理論值為7.1b/(s·Hz))后信號(hào)的帶寬為

(3)同一種速率的手機(jī)電視，選用不同的調(diào)制方式，調(diào)制后信號(hào)的帶寬不同。

例7設(shè)數(shù)字電視信號(hào)的速率為1Mb/s，則經(jīng)QPSK調(diào)制(頻譜利用系數(shù)理論值為2b/(s·Hz))后信號(hào)的帶寬為

例8設(shè)數(shù)字電視信號(hào)的速率仍為1Mb/s，則經(jīng)OFDM-64QAM調(diào)制(頻譜利用系數(shù)理論值為6b/(s·Hz))

后信號(hào)的帶寬為

(4)手機(jī)電視信號(hào)經(jīng)數(shù)字調(diào)制后，相當(dāng)于模擬信號(hào)，可以在模擬信道中傳輸。經(jīng)壓縮后的數(shù)字電視信號(hào)速率是以Mb/s為單位的，再經(jīng)數(shù)字調(diào)制后信號(hào)的頻率單位變成了MHz，MHz是慣用的模擬信號(hào)帶寬的單位。因此，可以說數(shù)字電視信號(hào)經(jīng)數(shù)字調(diào)制后，相當(dāng)于模擬信號(hào)，可以在模擬信道中傳輸。

5.2

QPSK數(shù)字調(diào)制技術(shù)

5.2.1

QPSK原理分析

四相移相鍵控(QPSK)是目前微波、衛(wèi)星及地面廣播手機(jī)電視通信中最常采用的一種單載波傳輸方式，它具有較強(qiáng)的抗干擾性，在電路實(shí)現(xiàn)上也比較簡(jiǎn)單。四相移相鍵控等效于二電平正交調(diào)幅，它是討論正交幅度調(diào)制的基礎(chǔ)。

QPSK是一種恒定包絡(luò)的角度調(diào)制技術(shù)，其調(diào)制器框圖如圖5.2.1所示。圖5.2.1

QPSK調(diào)制器由圖5.2.1可知，QPSK包含同相與正交兩個(gè)分量。每個(gè)分量都用二進(jìn)制序列分別進(jìn)行鍵控。功率譜公式為

(5.2.1)

其功率譜密度如圖5.2.2所示。圖5.2.2

QPSK功率譜密度

MPSK的頻譜利用率為lbM(b/(s·Hz))。M＝4時(shí)，QPSK的頻譜利用率為2b/(s·Hz)。

QPSK在實(shí)際應(yīng)用中往往還與其他處理電路相連接，使其功能更加完善。圖5.2.3就是這樣，下面我們作進(jìn)一步分析。從圖5.2.3中可以看出，在QPSK調(diào)制之前有卷積編碼、收縮及基帶成形處理。圖5.2.3卷積格雷碼QPSK調(diào)制內(nèi)碼使用卷積編碼，這一系統(tǒng)允許使用不同比特收縮卷積碼(PuncturedConvolutionalCodes)，但都基于1/2卷積碼，其約束長(zhǎng)度K＝7。使用這種方法可以讓使用者根據(jù)數(shù)碼率

來選擇相應(yīng)的誤碼糾正的程度。從圖5.2.3中可以看到，串行比特流先按1/2卷積編碼成X、Y，然后去除不傳送的比特(這一過程稱為收縮(Puncturing))。各種比率卷積碼在收縮過程中傳輸和不傳輸?shù)谋忍匾姳?.2.1。該系統(tǒng)使用卷積格雷碼QPSK調(diào)制，但不使用差分編碼而使用絕對(duì)比特映射，其星座圖見圖5.2.3。在調(diào)制前I和Q信號(hào)要進(jìn)行升余弦平方根濾波，滾降系數(shù)應(yīng)是0.35，其形狀由下式定義：

式中:α=0.35；fN是Nyquist頻率，fN=I=R0。5.2.2

QPSK誤碼性能要求

連接在IF環(huán)中的QPSK調(diào)制解調(diào)器，應(yīng)滿足表5.2.2給出的系統(tǒng)中IF環(huán)BER和Eb/No的性能要求。表5.2.2給出了系統(tǒng)中IF環(huán)的各項(xiàng)性能指標(biāo)。表5.2.2(標(biāo)準(zhǔn)的)調(diào)制器輸出信號(hào)的頻譜圖5.2.4給出了調(diào)制器輸出信號(hào)頻譜的模板，同時(shí)也給出了Nyquist調(diào)制濾波器硬件實(shí)現(xiàn)的可能掩模板。圖5.2.4和圖5.2.5中的點(diǎn)A到S的特性存在一一對(duì)應(yīng)的關(guān)系。濾波器頻率響應(yīng)假設(shè)輸入信號(hào)為理想的DiracDelta信號(hào)，信號(hào)周期Ts=1/Rs=1/2fN，在矩形波輸入的情況下，則要進(jìn)行適當(dāng)?shù)膞/sinx校正。圖5.2.5給出了Nyquist調(diào)制濾波硬件實(shí)現(xiàn)的群遲延。圖5.2.4和圖5.2.5是以國(guó)際衛(wèi)星地球站標(biāo)準(zhǔn)(IESS)308號(hào)為基礎(chǔ)的，根據(jù)不同的滾降而有不同的修正。圖5.2.4基帶頻域表示的調(diào)制器輸出信號(hào)頻譜圖5.2.5調(diào)制濾波器的群遲延傳輸系統(tǒng)首先對(duì)突發(fā)的誤碼進(jìn)行離散化，然后加入RS外糾錯(cuò)碼保護(hù)，內(nèi)糾錯(cuò)碼可以根據(jù)發(fā)射功率、天線尺寸以及碼流率進(jìn)行調(diào)節(jié)變化。例如，一個(gè)36MHz帶寬的衛(wèi)星轉(zhuǎn)發(fā)器采

用3/4的卷積碼可以達(dá)到的碼流率是39Mb/s，這一碼流率可以傳送5~6路高質(zhì)量電視信號(hào)，見表5.2.3。

5.3

BPSK、DBPSK、8PSK及

16PSK調(diào)制解調(diào)器

5.3.1

BPSK調(diào)制解調(diào)器

絕對(duì)相移是利用載波的相位(初相)直接表示數(shù)字信號(hào)的相移方式。BPSK已調(diào)信號(hào)的時(shí)域表達(dá)式為

這里，s(t)為雙極性數(shù)字基帶信號(hào)，即式中，g(t)是高度為1，寬度為Tb的門函數(shù)，

因此，在某一個(gè)碼元持續(xù)時(shí)間Tb內(nèi)觀察時(shí)，有當(dāng)碼元寬度Tb為載波周期Tc的整數(shù)倍時(shí)，BPSK信號(hào)的典型波形如圖5.3.1所示。此處是以一個(gè)碼元寬度Tb為3個(gè)載波周期Tc為例的。圖5.3.1

BPSK信號(hào)的典型波形

BPSK信號(hào)的調(diào)制方框圖如圖5.3.2所示。BPSK調(diào)制器可以采用相乘器，也可以用相位選擇器來實(shí)現(xiàn)。如圖5.3.2所示，圖(a)采用相乘器，圖(b)采用相位選擇器。圖5.3.2

BPSK調(diào)制器框圖

BPSK信號(hào)屬于DSB信號(hào)，它的解調(diào)不能采用包絡(luò)檢測(cè)的方法，只能進(jìn)行相干解調(diào)，其方框圖如圖5.3.3所示。圖5.3.3

BPSK信號(hào)相干解調(diào)系統(tǒng)方框圖不考慮噪聲時(shí)，帶通濾波器輸出可表示為

式中，jn為2PSK信號(hào)某一碼元的初相。jn=0時(shí)，代表數(shù)字“0”；jn=p時(shí)，代表數(shù)字“1”。y(t)與同步載波cosωct相乘后，輸出為經(jīng)低通濾波器濾除高頻分量，得解調(diào)器輸出為根據(jù)發(fā)端產(chǎn)生BPSK信號(hào)時(shí)jn(0或π)代表數(shù)字信息(“1”或“0”)的規(guī)定以及收端x(t)與jn的關(guān)系的特性，抽樣判決器的判決準(zhǔn)則為

其中，x為x(t)在抽樣時(shí)刻的值。5.3.2

DBPSK調(diào)制解調(diào)器

為克服相位模糊，可采用相對(duì)調(diào)相方式，即DBPSK調(diào)制，如圖5.3.4所示。圖5.3.4

DBPSK相對(duì)調(diào)相方式首先對(duì)數(shù)字基帶信號(hào)進(jìn)行差分編碼，即由絕對(duì)碼表示變?yōu)橄鄬?duì)碼(差分碼)表示，然后再進(jìn)行絕對(duì)調(diào)相，記作2DPSK或DBPSK。其各部分波形如圖5.3.5所示。此處以一個(gè)碼元寬度Tb為1個(gè)載波周期Tc為例。圖5.3.5圖5.3.4中DBPSK相對(duì)調(diào)相各部分波形由于2DPSK中，數(shù)字信息是用前后碼元已調(diào)信號(hào)的相位變化來表示的，因此用有相位模糊度的載波進(jìn)行相干解調(diào)時(shí)并不影響相對(duì)相位關(guān)系。雖然解調(diào)得到的相對(duì)碼完全是0和1倒置，但經(jīng)差分譯碼得到的絕對(duì)碼不會(huì)發(fā)生任何倒置現(xiàn)象，從而克服了載波相位模糊問題。圖5.3.6是DBPSK相干解調(diào)器。圖5.3.6

DBPSK相干解調(diào)器圖5.3.7是DBPSK相干解調(diào)器各點(diǎn)波形。此處是以一個(gè)碼元寬度Tb為1個(gè)載波周期Tc為例的。圖5.3.7

DBPSK相干解調(diào)器各點(diǎn)波形

DBPSK信號(hào)的另一種解調(diào)方法是差分相干解調(diào)，其框圖如圖5.3.8所示。用這種方法解調(diào)時(shí)不需要恢復(fù)本地載波，只需將DBPSK信號(hào)延時(shí)一個(gè)碼元間隔Tb，然后與DBPSK信號(hào)相乘。相乘結(jié)果反映了前后碼元的相對(duì)相位關(guān)系，經(jīng)低通濾波后可直接抽樣判決恢復(fù)出原始數(shù)字信號(hào)，而不需要差分譯碼。各點(diǎn)波形如圖5.3.9所示。此處是以一個(gè)碼元寬度Tb為1個(gè)載波周期Tc為例的。圖5.3.8

DBPSK延時(shí)一個(gè)碼元Tb差分相干解調(diào)器圖5.3.9

DBPSK延時(shí)一個(gè)碼元Tb差分相干解調(diào)器各點(diǎn)波形5.3.3

8PSK調(diào)制解調(diào)器

8BPSK調(diào)制器的方框圖如圖5.3.10所示。

表5.3.1表示了兩個(gè)2—4電平D/A轉(zhuǎn)換器的真值表。經(jīng)2—4電平D/A轉(zhuǎn)換器的信號(hào)分別送往兩個(gè)乘法調(diào)制器，經(jīng)調(diào)制后的兩路信號(hào)再線性相加得到了8PSK信號(hào)的輸出。圖5.3.10

8BPSK調(diào)制器的方框圖圖5.3.11表示了8BPSK解調(diào)器的方框圖。信號(hào)分離器將接收到的8PSK輸入信號(hào)經(jīng)分離后分別送到檢測(cè)器和載波恢復(fù)電路，載波恢復(fù)電路恢復(fù)的載波分別送到上、下兩個(gè)檢測(cè)器。輸入的8PSK信號(hào)在上檢測(cè)器中和恢復(fù)的載波相乘并檢測(cè)，輸入的8PSK信號(hào)在下檢測(cè)器中和恢復(fù)并經(jīng)90°相移的載波相乘并檢測(cè)，經(jīng)檢測(cè)后的信號(hào)分別為4電平信號(hào)。這兩個(gè)信號(hào)再各自送到4—2電平A/D轉(zhuǎn)換器，最后由并/串轉(zhuǎn)換器變?yōu)檫B續(xù)的串行數(shù)據(jù)輸出。圖5.3.11

8BPSK解調(diào)器的方框圖圖5.3.12表示了8PSK調(diào)制器的星座圖，表5.3.2是8PSK輸出相位真值表。圖5.3.12

8PSK調(diào)制器的星座圖5.3.4

16PSK調(diào)制解調(diào)器

16PSK調(diào)制解調(diào)器具有16種不同的輸出相位，相鄰輸出相位之間的角度差僅為22.5°。圖5.3.13為16PSK調(diào)制器的星座圖，16PSK調(diào)制器的真值表如表5.3.3所示。圖5.3.13

16PSK調(diào)制解調(diào)器的星座圖

5.4

MQAM調(diào)制

5.4.1

MQAM的功率譜分析

MQAM(多電平正交幅度調(diào)制)是一種節(jié)省頻帶的數(shù)字調(diào)幅方法，在2400b/s以上的中、高速調(diào)制中常被采用，并廣泛應(yīng)用于手機(jī)電視的地面廣播傳輸中。MQAM有較高的頻譜利用率，同時(shí)有較高的信噪比。

MQAM的調(diào)制器框圖如圖5.4.1所示。圖5.4.1

MQAM調(diào)制器框圖幾種正交幅度調(diào)制信號(hào)的平均功率譜密度：

(5.4.1)

(5.4.2)將16QAM、64QAM的平均功率譜密度和QPSK的平均

功率譜密度一起畫在圖5.4.2中。從圖5.4.2中可以看出，QPSK的頻譜利用率為2b/(s·Hz)，16QAM的頻譜利用率

為4b/(s·Hz)，64QAM的頻譜利用率為6b/(s·Hz)。圖5.4.2幾種數(shù)字調(diào)制信號(hào)的功率譜密度

MQAM調(diào)制器的實(shí)際框圖如圖5.4.3所示。被壓縮的H.264數(shù)字視頻信號(hào)，送入數(shù)據(jù)接口電路，再經(jīng)能量擴(kuò)散送入RS糾錯(cuò)電路，經(jīng)數(shù)據(jù)交織再送入MQAM數(shù)據(jù)映射，分兩路輸出，分別經(jīng)數(shù)字濾波、D/A變換，再經(jīng)模擬低通濾波，送入正交平衡調(diào)制電路，輸出為中頻信號(hào)，最后變?yōu)樯漕l信號(hào)發(fā)射出去。圖5.4.3

MQAM數(shù)字調(diào)制器5.4.2

16QAM頻譜利用系數(shù)及其星座圖

1.16QAM頻譜利用系數(shù)

下面從理論上分析一下16QAM頻譜利用系數(shù)，如圖5.4.4所示。圖5.4.4

16QAM圖中LPF是滾降濾波器。二進(jìn)制串行數(shù)據(jù)輸入以后，

以4bit為一組，分別取出2bit送入上、下兩個(gè)2—4電平轉(zhuǎn)換器，再分別送入調(diào)制器1、2進(jìn)行幅度調(diào)制，調(diào)制后的信號(hào)線性相加，得到16QAM的輸出信號(hào)。如果輸入二進(jìn)制數(shù)的速率

為fa，則送到2—4電平轉(zhuǎn)換器的速度為fa/4。電平轉(zhuǎn)換真值表如表5.4.1所示。經(jīng)過2—4電平轉(zhuǎn)換后，可得到－1、－3、+1、+3四個(gè)電平，則調(diào)制器1輸出的四個(gè)信號(hào)為+3sinω0t、+sinω0t、

－sinω0t、－3sinω0t，調(diào)制器2輸出的四個(gè)信號(hào)為

+3cosω0t、+cosω0t、－3cosω0t、－cosω0t。線性相加后，可得到16QAM星座圖。圖5.4.5為16QAM正交調(diào)幅法形成16QAM信號(hào)的過程。16QAM調(diào)制信號(hào)中各個(gè)16QAM調(diào)制器電平狀態(tài)所對(duì)應(yīng)的Q電平及I電平如表5.4.2所示。圖5.4.5

16QAM信號(hào)的形成過程

2.QAM的頻譜利用率分析

下面分析一下16QAM信號(hào)的帶寬情況。設(shè)輸入的二進(jìn)

制速率為10Mb/s，2—4電平轉(zhuǎn)換的輸入為(10Mb/s)/4=

2.5Mb/s，由信息論知識(shí)可得，1Hz最高可傳輸PCM信號(hào)

2bit，所以它的基帶信號(hào)最高頻率為2.5/2=1.25MHz。根據(jù)

平衡調(diào)幅原理(見圖5.4.6)，可作如下數(shù)學(xué)分析：設(shè)本振頻率為f0，調(diào)制信號(hào)頻率為Ω，進(jìn)行平衡調(diào)幅時(shí)，調(diào)幅后的輸出信號(hào)為

(5.4.3)由上式可以看出，帶寬為2Ω，根據(jù)上面的分析，

Ω＝2.5/2MHz時(shí)，則2Ω＝2.5MHz。即10Mb/s的二進(jìn)

制數(shù)，經(jīng)16QAM調(diào)制后的模擬信號(hào)帶寬為2.5MHz，則頻譜利用系數(shù)為

(5.4.4)因此，16QAM調(diào)制理論上的頻譜利用系數(shù)為4b/(s·Hz)

(因16=24)。同理可證明64QA的頻譜利用系數(shù)為6b/(s·Hz)

(因64=26);128QAM的頻譜利用系數(shù)為7b/(s·Hz)(因128=27);256QAM的頻譜利用系數(shù)為8b/(s·Hz)(因256=28);而QPSK調(diào)制相當(dāng)于4QAM，所以它的頻譜利用系數(shù)應(yīng)為2b/(s·Hz)。圖5.4.6平衡調(diào)幅圖5.4.7為64QAM調(diào)制的星座圖，這種星座圖經(jīng)常使用。從圖5.4.7中可以看出，I、Q坐標(biāo)軸是以等比級(jí)數(shù)排列的，

所以稱它為均勻星座圖。相反，稱圖5.4.8為非均勻星座圖。

非均勻星座圖在采用雙重糾錯(cuò)方案的傳輸系統(tǒng)中經(jīng)常使用。請(qǐng)讀者注意區(qū)分兩個(gè)圖坐標(biāo)的不同刻度。圖5.4.7

64QAM均勻星座圖圖5.4.8

64QAM非均勻星座圖在進(jìn)行64QAM調(diào)制前，I和Q信號(hào)將先進(jìn)行升余弦平方根滾降濾波。式(5.4.5)定義了理論上的升余弦平方根滾降濾波：

(5.4.5)

(5.4.6)

其中，fN

是奈奎斯特頻率，滾降系數(shù)α=0.15。5.4.3

64QAM奈奎斯特基帶濾波器的特性

圖5.4.9給出了用最簡(jiǎn)單的硬件實(shí)現(xiàn)奈奎斯特濾波器的

模板。圖5.4.9奈奎斯特濾波器的模板奈奎斯特濾波器的模板參數(shù)詳見表5.4.3。手機(jī)電視采用MPEG-2的傳輸流。由于多載波采用OFDM調(diào)制，抗干擾能力強(qiáng)，加上有前向糾錯(cuò)碼保護(hù)，子載波調(diào)制可采用64QAM方式，有時(shí)也可采用16QAM、32QAM或更高的128QAM、256QAM。對(duì)于QAM調(diào)制而言，在一個(gè)8MHz標(biāo)準(zhǔn)電視頻道內(nèi)，如果使用64QAM，則所傳輸?shù)臄?shù)據(jù)速率為38.5Mb/s，見表5.4.4。

5.5

π/2旋轉(zhuǎn)不變QAM星座的獲得

為了獲得π/2旋轉(zhuǎn)不變的QAM星座圖，可對(duì)每個(gè)符號(hào)的兩個(gè)最高有效位進(jìn)行差分編碼。根據(jù)差分編碼原理不難看出，碼變換器的輸出IkQk與輸入AkBk符合表5.5.1所示的邏輯

關(guān)系。根據(jù)表5.5.1可得到如圖5.5.1所示的卡諾圖。圖5.5.1卡諾圖由圖5.5.1可得兩個(gè)MSB位的差分編碼如下式所示：

(5.5.1)

注：上述邏輯式中“”表示異或(EXOR)函數(shù)，“+”表示邏輯或(OR)函數(shù)，“·”表示邏輯與(AND)，上劃線表示反轉(zhuǎn)。正如圖5.5.2所示，改變兩個(gè)MSB(即a1和b1)并根據(jù)表5.5.2中所示的規(guī)則，旋轉(zhuǎn)q個(gè)LSB可將象限1中的星座點(diǎn)轉(zhuǎn)換到象限2、3、4中。也即用差分編碼得到的兩個(gè)最高位來規(guī)定信號(hào)矢量所處的象限，而其余比特用來規(guī)定每個(gè)象限中信號(hào)矢量的配置，并使這種配置呈現(xiàn)出π/2的旋轉(zhuǎn)對(duì)稱性。這樣，就可以消除相位模糊度對(duì)解調(diào)的影響。從圖5.5.3中可以清楚地看出，星座圖中如果移去兩個(gè)最高位不考慮，則相鄰兩個(gè)象限的配置將呈現(xiàn)出π/2的旋轉(zhuǎn)對(duì)稱性，而兩個(gè)最高位正好確定了它所處象限的位置。從圖5.5.3中還可以看出，a1b1的矢量安排滿足π/2的旋轉(zhuǎn)不變的

原則，結(jié)果恢復(fù)載波的j相位無論是0°、90°、180°或270°，解調(diào)輸出的矢量代碼將保持不變。j=0°時(shí)，根據(jù)圖中A點(diǎn)與I軸位置譯出其代碼為11。當(dāng)j=90°時(shí)，恢復(fù)載波與Q軸同相，此時(shí)A點(diǎn)與Q軸的位置關(guān)系相當(dāng)于A′點(diǎn)和I軸的位置關(guān)系，解出的代碼仍為11?？梢耘卸ń庹{(diào)得到的代碼與

a1b1相位模糊度無關(guān)。圖5.5.3表示的是16QAM調(diào)制符合π/2的旋轉(zhuǎn)不變?cè)瓌t的星座圖。32QAM、64QAM調(diào)制符合π/2

的旋轉(zhuǎn)不變?cè)瓌t的星座圖分別如圖5.5.4和圖5.5.5所示。圖5.5.2

QAM調(diào)制中兩個(gè)最高位進(jìn)行差分編碼圖5.5.3

16QAM調(diào)制符合π/2的旋轉(zhuǎn)不變?cè)瓌t的星座圖圖5.5.4

32QAM調(diào)制符合π/2的旋轉(zhuǎn)不變?cè)瓌t的星座圖圖5.5.5

64QAM調(diào)制符合π/2的旋轉(zhuǎn)不變?cè)瓌t的星座圖

5.6

Offset-QAM數(shù)字調(diào)制技術(shù)

5.6.1

Offset-QAM調(diào)制電路框圖

以L64767芯片為基礎(chǔ)，加上輸入信號(hào)預(yù)處理電路、I/Q

合成電路、D/A變換電路和LC濾波電路，就構(gòu)成了基帶數(shù)字Offset-QAM調(diào)制系統(tǒng)。整個(gè)系統(tǒng)可以接收來自H.264傳輸編碼器或衛(wèi)星接收機(jī)的輸入數(shù)據(jù)，輸出的數(shù)據(jù)經(jīng)調(diào)諧電路可直接送到手機(jī)電視傳輸系統(tǒng)中。Offset-QAM調(diào)制電路框圖見

圖5.6.1。圖5.6.1

Offset-QAM全數(shù)字調(diào)制系統(tǒng)框圖該Offset-QAM全數(shù)字調(diào)制系統(tǒng)具有以下特點(diǎn)：

(1)可以對(duì)H.264數(shù)據(jù)流進(jìn)行16QAM、32QAM、64QAM、128QAM或256QAM調(diào)制，也即調(diào)制系數(shù)是可以選擇的。

(2)對(duì)于I、Q信號(hào)進(jìn)行數(shù)字式合成。

(3)只需要一個(gè)數(shù)/模轉(zhuǎn)換器。

(4)I/Q合成后直接連到中頻。

(5)可以下載QAM調(diào)制所需的奈奎斯特濾波系數(shù)。

(6)在濾波系數(shù)下載后整個(gè)系統(tǒng)自行工作。5.6.2

Offset-QAM調(diào)制原理分析

下面先討論一下全數(shù)字Offset-QAM調(diào)制解調(diào)的原理。

設(shè)發(fā)信MQAM波形可表示為

A/D變換器的抽樣速率為fs，則上式可用下述離散化形式來表達(dá)：

(5.6.1)如果在每一周期中僅取4個(gè)等間隔樣點(diǎn)，即fs=4fc，則有

(5.6.2)

而可以表示為［+1，0，－1，0，…］抽樣序列，

可以表示為［0，+1，0，－1，…］抽樣序列，相應(yīng)的同相及正交樣本序列構(gòu)成的u(k)樣本序列即變?yōu)?/p>

［I1，Q2，－I3，－Q4，I5，Q6，－I7，－Q8，…］。此數(shù)字式調(diào)制過程即相當(dāng)于交替對(duì)I、Q兩路數(shù)據(jù)的抽

樣序列進(jìn)行抽樣，并隔組求反，組成一個(gè)輸出序列，送至

數(shù)/模變換器，變換成模擬MQAM信號(hào)，即完成了此全數(shù)字

調(diào)制處理。

由以上分析可知，設(shè)計(jì)I/Q合成的電路就只要交替對(duì)L64767輸出的I、Q兩路數(shù)據(jù)進(jìn)行抽樣，并隔組求反，組成

一個(gè)輸出序列，就將I、Q兩路數(shù)字信號(hào)合成為一路了。本系統(tǒng)I/Q合成電路的設(shè)計(jì)仍是用一片EPM7128實(shí)現(xiàn)的。而對(duì)I、Q兩路數(shù)據(jù)的抽樣序列進(jìn)行抽樣并隔組求反的操作用VHDL語(yǔ)言編程可輕易實(shí)現(xiàn)。

I、Q兩路數(shù)據(jù)的抽樣過程及I、Q抽樣值的合成過程如圖5.6.2所示。從該圖可以看出，正交調(diào)制的精度，即嚴(yán)格的π/2關(guān)系，由對(duì)I、Q信號(hào)進(jìn)行抽樣來確保。而抽樣時(shí)鐘的精度可以做得很高，也就是確保了嚴(yán)格的正交關(guān)系。這從某種意義上來說消除了相位模糊度，使得數(shù)字解調(diào)時(shí)不會(huì)造成誤碼，也即提高了系統(tǒng)的抗誤碼能力。圖5.6.2

I、Q兩路數(shù)據(jù)抽樣過程及I、Q抽樣值合成過程詳圖

5.7

MVSB(多電平殘留邊帶)數(shù)字調(diào)制技術(shù)

1.8VSB數(shù)字調(diào)制后的頻譜利用率

美國(guó)手機(jī)電視地面廣播標(biāo)準(zhǔn)(ATSC-M/H/P)采用8VSB數(shù)字調(diào)制，8VSB的實(shí)現(xiàn)原理框圖如圖5.7.1所示，它由格狀編碼器、預(yù)編碼器和8電平符號(hào)映射器(8VSB映射器)所組成。圖5.7.1

8VSB的實(shí)現(xiàn)原理框圖

ATSC-M/H/P標(biāo)準(zhǔn)系統(tǒng)的VSB傳輸模式采用2/3(R=2/3)的格狀編碼(具有一個(gè)未編碼比特)，也即采用1/2的卷積編碼，將一個(gè)輸入比特編碼為兩個(gè)輸出比特，而另一個(gè)輸入比特則

保持未編碼(見圖5.7.1中x1輸入，兩個(gè)z0、z1輸出)。

數(shù)字調(diào)制采用的信號(hào)波形是8電平(3bit)一維的星座，采用相對(duì)簡(jiǎn)單的(短的)4狀態(tài)格狀編碼器。長(zhǎng)的格狀編碼會(huì)造成較長(zhǎng)的突發(fā)差錯(cuò)并需要更多的交織過程。如圖5.7.2所示，串行數(shù)據(jù)以每組3bit輸入到串/并轉(zhuǎn)換器中，經(jīng)串/并轉(zhuǎn)換以后，送入DAC中，由數(shù)字信號(hào)變?yōu)槟M信號(hào)，然后送入調(diào)制器進(jìn)行幅度調(diào)制，調(diào)制后的信號(hào)經(jīng)殘留邊

帶濾波，最終完成殘留邊帶的調(diào)制過程。圖5.7.2

8VSB實(shí)現(xiàn)框圖假設(shè)輸入的串行數(shù)據(jù)流速率為10Mb/s，則D/A變換器的輸入速率為(10/3)Mb/s。由信息論知識(shí)可得，1Hz最高可傳輸PCM信號(hào)2bit，所以它的基帶信號(hào)最高頻率為

(5.7.1)

由平衡調(diào)制原理知，調(diào)制后的信號(hào)帶寬為

(5.7.2)若只考慮單邊帶(SSB)濾波，則SSB的頻譜利用率為

(5.7.3)

殘留邊帶濾波器的頻率特性如圖5.7.3所示。從圖5.7.3中可看出，VSB讓一個(gè)邊帶全部通過，而另一個(gè)邊帶只殘留了一部分余跡。VSB比單邊帶SSB帶寬多一部分，因此其頻譜利用率降低。降低量由滾降系數(shù)α決定，α=fr/fH。一般，滾降系數(shù)α取值為0.1～0.25，它表示殘留邊帶占信號(hào)帶寬的多少。這里，我們?nèi)ˇ翞?.12，可得8VSB的頻譜利用率為

(5.7.4)

2.16VSB數(shù)字調(diào)制后的頻譜利用率

16VSB的調(diào)制原理與8VSB基本相同，只是串行數(shù)據(jù)流以每4bit一組送入D/A變換器中。進(jìn)行與上面相似的分析，可得16VSB的頻譜利用率為(取滾降系數(shù)α為0.11)

8－8×0.11=7.1b/(s·Hz)

(5.7.5)

5.8

OFDM數(shù)字調(diào)制技術(shù)

5.8.1

OFDM調(diào)制的引出

在無線傳輸系統(tǒng)，特別是手機(jī)電視廣播系統(tǒng)中，由于城市建筑群或其他復(fù)雜的地理環(huán)境，發(fā)送的信號(hào)經(jīng)過反射、散射等傳播路徑后，到達(dá)接收端的信號(hào)往往是多個(gè)幅度和相位各不相同的信號(hào)的疊加，使接收到的信號(hào)幅度出現(xiàn)隨機(jī)起伏變化，形成多徑衰落，引起信號(hào)頻率選擇性的衰減，導(dǎo)致信號(hào)畸變。圖5.8.1是一種多載頻調(diào)制原理框圖。設(shè)有L個(gè)載波及L個(gè)比特，每個(gè)比特對(duì)應(yīng)一個(gè)載波進(jìn)行正交調(diào)制，調(diào)制以后的頻譜如圖5.8.2所示。圖5.8.1中2L個(gè)子通道以1/T波特率同步

工作。其中，第1～L個(gè)子通道的輸入數(shù)據(jù)延遲T/2。這樣，在k信道和L＋k信道中的基帶信號(hào)在載波頻率fk上進(jìn)行抑制載波的調(diào)幅，這里:

fk＝f1＋(k－1)f0，1≤k≤L，f0代表波特率1/T

因此，相鄰的載波頻率以波特率相間。這樣，第k個(gè)和第k＋L個(gè)信號(hào)形成第k級(jí)的QAM信號(hào)。滿足奈奎斯特準(zhǔn)則的濾波器G(ω)不論在發(fā)送端或接收端都相同。我們把這種多載波正交調(diào)制稱作OFDM調(diào)制。圖5.8.1

OFDM系統(tǒng)的一種實(shí)現(xiàn)方案圖5.8.2

OFDM信號(hào)頻譜5.8.2多載頻到單載頻的解決方案

OFDM調(diào)制常要幾百或上千個(gè)載頻，這給實(shí)際應(yīng)用帶來了極大困難。Weinstein提出了一種利用離散傅立葉變換(DFT)來實(shí)現(xiàn)OFDM的解決方案，使多載波概念變成單載波概念來處理，這大大簡(jiǎn)化了處理電路。設(shè)OFDM信號(hào)發(fā)射周期為［0，T］，在一個(gè)周期內(nèi)傳輸?shù)腘個(gè)符號(hào)為(C0，C1，…，CN-1)，Ck為復(fù)數(shù)。因?yàn)榈趉個(gè)載波為，所以合成的OFDM信號(hào)為

(5.8.1)

在一般的OFDM系統(tǒng)中，fk選擇為

(5.8.2)

fc為系統(tǒng)的發(fā)射載波，Δf為子載波間的最小間隔，一般取

(5.8.3)

ts為符號(hào)序列(C0，C1，…，CN－1)的時(shí)間間隔，顯然，T=Nts。

(5.8.4)

X(t)的低通復(fù)包絡(luò)為

(5.8.5)

如果以fs=1/ts為抽樣頻率對(duì)S(t)進(jìn)行抽樣，則［0，T］內(nèi)共有T/ts=N個(gè)樣值，

(5.8.6)可見，以fs對(duì)S(t)抽樣所得的N個(gè)樣值{Sn}正是{Ck}的逆傅氏變換。因此OFDM系統(tǒng)可以這樣來實(shí)現(xiàn):在發(fā)端，先由

{Ck}的IDFT(離散傅立葉反變換)求得{Sn}，再經(jīng)過一低通濾波器即得所需的OFDM信號(hào)S(t);在收端，先對(duì)S(t)抽樣得到

{Sn}，再對(duì){Sn}求DFT(離散傅立葉變換)即得{Ck}。當(dāng)N=2m

(m為正整數(shù))時(shí)，可用快速算法，實(shí)現(xiàn)極其簡(jiǎn)單。這樣，把多載波概念轉(zhuǎn)換成基帶數(shù)字信號(hào)處理，實(shí)際調(diào)制時(shí)只釆用單載波，如圖5.8.3所示。圖5.8.3

OFDM數(shù)字調(diào)制與解調(diào)5.8.3消除碼間干擾的措施

由于OFDM信號(hào)的頻譜不是嚴(yán)格限帶，多徑傳輸會(huì)引起線形失真，使得每個(gè)子信道的能量擴(kuò)散到相鄰信道，從而產(chǎn)生符號(hào)間的干擾。解決的方法是延長(zhǎng)符號(hào)的持續(xù)時(shí)間或增加載波數(shù)量，使失真變得不是那么明顯。然而由于載波容量、多普勒效應(yīng)以及DFT大小的限制，這種方法很難實(shí)現(xiàn)。

OFDM信號(hào)在時(shí)域上是分開的，而在頻域上信號(hào)重疊。通過在時(shí)域上加保護(hù)間隙可使重疊的頻域信號(hào)分開(如圖5.8.4所示)，這種結(jié)構(gòu)符合電視廣播信道的特性。圖5.8.4釆用保護(hù)間隔的OFDM時(shí)頻表示5.8.4

OFDM的時(shí)域表示

1.OFDM時(shí)域原理示意圖

圖5.8.5所示為OFDM時(shí)域原理示意圖。圖5.8.5

OFDM時(shí)域原理示意圖

2.OFDM時(shí)域原理解釋

圖5.8.6給出N=16的OFDM信號(hào)功率譜密度圖，圖中縱坐標(biāo)為歸一化頻率。為了比較，圖中也給出了BPSK的歸一化功率譜密度。圖5.8.6

OFDM歸一化功率譜5.8.5

OFDM的等效頻域表示

1.數(shù)學(xué)表達(dá)式

(1)由前面OFDM的時(shí)域表示，我們可以直接給出相應(yīng)的等效頻域表達(dá)式，矩陣表達(dá)式為

R=H·S+N

(5.8.7)

其中:R為接收信號(hào)矩陣，R=(R1R2…Rkc)T;

H為信道矩陣，反映信道的復(fù)衰落系數(shù)，H為Kc×Kc，

則Kc為并行子系統(tǒng)(子載波)數(shù);

S為信源矩陣，S=(S1S2…Skc)T;

N為疊加性高斯白噪聲(AGWN),

N=(N1N2…Nkc)T

(5.8.8)

(2)信道矩陣H由于采用了Kc個(gè)正交子載波，故

(5.8.9)

H為一對(duì)角線矩陣，而對(duì)角線上的元素Hn(n=1，2，…，Kc)

表示每個(gè)子信道的平坦衰落系數(shù)。

2.OFDM系統(tǒng)的頻域表示