正交頻分復(fù)用技術(shù)及航空器巡航階段信道建模分析概述目錄TOC\o"1-3"\h\u28263正交頻分復(fù)用技術(shù)及航空器巡航階段信道建模分析概述 159451.1OFDM技術(shù) 12941.1.1概述 110621.1.2OFDM系統(tǒng)流程圖 2120291.1.2OFDM關(guān)鍵技術(shù) 2287661.2無線信道 436411.3航空信道建模 51.1OFDM技術(shù)1.1.1概述OFDM即正交頻分復(fù)用技術(shù)，基本原理是將一行數(shù)據(jù)，通過串并變換，分為多行數(shù)據(jù)，再將他們分別調(diào)制到多個兩兩正交的子載波上，該技術(shù)中，由于各子載波具有正交性，所以理想情況下在解調(diào)時各個子載波之間不存在干擾，故系統(tǒng)的頻譜利用率很高，而FFT/IFFT技術(shù)的采用，在降低了整個流程實現(xiàn)的復(fù)雜度的同時，還降低了安裝及運(yùn)維的費(fèi)用[11]。上述優(yōu)點(diǎn)使得OFDM技術(shù)快速發(fā)展，被應(yīng)用到許多制式標(biāo)準(zhǔn)中，例如：LTE、WLAN、WiMAX、ADSL和ADSL2+[12]。從時域角度，OFDM的子載波的正交性表現(xiàn)為子載波兩兩之間在時間周期內(nèi)積分為零，從頻域角度，子載波的正交性體現(xiàn)為，某子載波在其頻點(diǎn)處幅度取最大值，在其他子載波的頻點(diǎn)處均為0[13]。圖2-1頻域正交圖解1.1.2OFDM系統(tǒng)流程圖圖2-2OFDM系統(tǒng)流程圖1.1.2OFDM關(guān)鍵技術(shù)（1）交織此過程由交織器來完成，最簡單的交織器是矩陣交織器，其工作原理就是將信號碼元按行逐行輸入存儲器，再按列一列列輸出，其意義在于在快衰落信道中，比較容易出現(xiàn)一塊塊的集中錯碼，應(yīng)用此法后，集中錯碼被分為很多小的錯碼塊兒，有利于糾錯[14]。矩陣交織器如圖：圖2-3交織器原理圖輸入：A11A12?A1mA21A22?A2m?An1An2?Anm輸出：A11A21?An1A12A22?An2?A1mA2m?Anm（2）加循環(huán)前綴CP（CyclicPrefix），也即循環(huán)前綴，用以克服時延擴(kuò)展，將符號周期尾部的長為T的一截信號復(fù)制到符號周期的開頭，只要T大于多徑時延，就可以完全克服多徑時延，同時，由于復(fù)制的是自己的一部分,也保證了區(qū)間內(nèi)積分為0，即保證了子載波的正交性[9][12]。通俗來講，可以理解為多徑時延將長為T的信號移出積分區(qū)間，這一段信號又以循環(huán)前綴的形式，回到積分區(qū)間。圖2-4循環(huán)前綴原理圖在上圖中，上半圖為源于直射徑的信號，下半圖為源于衍射徑的信號。假設(shè)兩個□□之間為一個完整的時域OFDM波形，此區(qū)域內(nèi)積分為0，即正交。由圖易知，衍射徑的最大時延為2，□?之間為時延后仍在有效區(qū)域內(nèi)的波形。而?□則被推出有效區(qū)域。此時，我們將（3）QAM/QPSK/BPSK調(diào)制在OFDM系統(tǒng)中采用多種不同的調(diào)制制度，可以按照其信號所處頻段的信道特性進(jìn)行靈活選擇。例如在LTE中PDSCH可以采用QPSK,16QAM,64QAM,256QAM多種調(diào)制方式，但PBCH、PCFICH、PDCCH只可以采用QPSK調(diào)制方式，PHICH采用的是效率更低的BPSK[15]。1.2無線信道 區(qū)別于有線通信系統(tǒng)的穩(wěn)定，無線通信系統(tǒng)受衰落信道的影響極大。如在發(fā)送端發(fā)出一路無線電波，該電波會在傳輸過程中，受到多種多樣的不利影響，才能到達(dá)接收端。這些不利影響很不穩(wěn)定，具有極大的隨機(jī)性，很難進(jìn)行實時分析。通常我們按照下圖對其進(jìn)行分類：圖2-5衰落信道分類大尺度衰落較為簡單，不進(jìn)行介紹，主要介紹小尺度衰落：信號在無線信道下的傳播方式可能為直射、反射、折射和散射，我們通常將到達(dá)接收機(jī)的直射信號稱為直射徑，其余均稱為彌散徑。直射徑和彌散徑的信號在傳播過程中所經(jīng)歷的傳播路徑不一樣，故各路信號的幅度、相位和到達(dá)接收機(jī)的時間也各不相同。多路差異很大的信號在接收端進(jìn)行疊加，疊加信號與發(fā)射信號差異很大，此現(xiàn)象稱多徑效應(yīng)。第一章中簡單介紹了多普勒頻移的原理、定義，接下來介紹多普勒頻移的計算公式：圖2-6單徑模型信道下多普勒頻移圖解圖中，移動端運(yùn)動速度為v，接收點(diǎn)距離差為d，α為信號入射角與運(yùn)動方向的夾角。在一個極短的時間Δt內(nèi)信號被兩個不同接收點(diǎn)所接收，此時由于時間極短，故可視αΔ所以Δt內(nèi)，由Δl引起的信號相位差Δ得出多普勒頻移fdf載波波長，c為光速，fc為載波頻率[10]上述為單徑模型下的多普勒頻移，當(dāng)為多徑模型時，不同徑所受多普勒效應(yīng)不同，且不同徑到達(dá)接收機(jī)時間不同，即既有多徑效應(yīng)，又有多普勒效應(yīng)，此時多普勒效應(yīng)不再體現(xiàn)為單一的頻率偏移，而是變?yōu)槎嗥绽疹l移擴(kuò)展[10]。1.3航空信道建模研究人員發(fā)現(xiàn)航空信道絕大部分時候滿足WSSUS條件，也就意味著航空信道模型就是其自身的延時功率譜和多普勒功率譜[16]。在分析延時功率譜和多普勒功率譜之前，先進(jìn)行萊斯因子的介紹以及不同情況下航空信道的分類。我們通常定義信道萊斯因子KRice為：K其中clos2為信號直射分量的幅值的平方，σdif2為信號衍射分量的方差的平方，一般將衍射分量的均值看作零，KRice瑞麗分布：f萊斯分布：fz為隨機(jī)過程的隨機(jī)包絡(luò)，I0x是第一類零階修正貝塞爾函數(shù)航空器在飛行周期中將經(jīng)歷不同的飛行場景，通常分為“泊?！?、“滑行”、“爬升及進(jìn)近”和“巡航”四種狀態(tài)。（1）泊停階段“泊?！笔侵负娇掌魍Ａ粲跈C(jī)坪、機(jī)庫或者起步時的牽引推出，此時受周圍建筑的影響，航空器與地面基站之間不存在直射徑，均為彌散徑，信道模型為瑞麗衰落模型，萊斯因子為0，多普勒頻移很小，可視為5Hz[16][17][18]。（2）滑行階段當(dāng)航空器為起飛前的“滑行”狀態(tài)時，信號多為建筑物反射的多徑分量，直射分量存在但所占比例不大，信道模型為萊斯衰落模型。此時測得的萊斯因子值為6.9dB。此時航空器速度為0～15m/s，對應(yīng)最大多普勒頻移為45Hz[12][16][17][18]。（3）爬升及進(jìn)近階段此過程中航空器周圍環(huán)境相對開闊，此時號由直射分量以及彌散分量組成，并且直射分量占主導(dǎo)地位，信道為萊斯衰落模型，此時萊斯因子測量值在15dB～18dB，飛機(jī)速度在25～150m/s之間，最大多普勒頻移640Hz[12][16][17][18]。（4）巡航階段此時航空器與地面基站之間兩類徑都存在，但兩徑到達(dá)接收機(jī)的的功率比是隨著航行進(jìn)程不斷變化的，通常情況下按仰角是否大于十度將巡航場景分為髙仰角巡航階段與低仰角巡航階段[12][16]。對大型民航客機(jī)而言：波音777巡航速度905km/h、波音787巡航速度903km/h、空客A380巡航速度903km/h,故取巡航速度為900km/h，即250m/s，其對應(yīng)最大多普勒頻移為1500Hz。此處，我們將航空器仰角定義為：航空器和基站之間的連接線與地面的夾角。①高仰角階段(θ>10°)航空器靠近基站，航空器的仰角變大，直射徑的功率與彌散徑的功率的比值增大，此時一般可以忽略彌散徑，可視航空信道為單徑模型。萊斯因子不低于20db，此時，航空信道的隨機(jī)衰落的延時功率譜和多普勒功率譜均為單個沖激函數(shù)，在下圖中，τ為延時功率譜的延時，f為多普勒頻移，航空器在高仰角階段，不存在多徑效應(yīng)，信道環(huán)境比較好，此時信道模型為含有隨時間變化的多普勒頻移的AWGN信道模型[16][18]。圖2-7高仰角巡航階段的單徑模型髙仰角巡航階段航空信道的延時功率譜Sτ'S多普勒功率譜SμμS其中flos為信道直射徑的多普勒頻移。對Sτ'τ'r時間自相關(guān)函數(shù)r由下圖可知，在此階段下，越靠經(jīng)基站，航空器所接收信號的多普勒頻移變換越快，且在基站正上方（夾角90°=π/2≈1.57）時，多普勒頻移為0；小于90°，多普勒頻移為正；大于90°，多普勒頻移為負(fù)；多普勒頻移范圍為（-1477，1477）。圖2-8巡航階段多普勒頻移圖解②低仰角階段(θ<10°)航空器遠(yuǎn)離塔臺，其仰角變小，直射徑與彌散徑的功率比減小，此時不可忽略彌散徑，且由于不同衍射徑入射角度差值較小，故可視為一簇衍射信號，即航空信道可視為為兩徑模型[16]。圖2-9低仰角巡航階段的兩徑模型此時信道的延時功率譜Sτ'τ'為直射分量的延時功率譜和彌散分量的延時功率譜相加所得，多普勒功率譜低仰角巡航階段航空信道的延時功率譜SτS多普勒功率譜SμμSSτ'losτ'為直射分量的延時功率譜，Sτ'difτ'為彌散分量的延時功率譜，r時間自相關(guān)函數(shù)rrrτ'losv'為直射分量的頻率自相關(guān)函數(shù)，r對直射分量的函數(shù)Sτ'losτ'，Sμμlosf，rτ'losv'S做反傅里葉變換，可得彌散分