第1章緒論習題解答1-１解：每個消息的平均信息量為=1．７5bit/符號1－2解：（1）兩粒骰子向上面的小圓點數(shù)之和為3時有（1，2)和(2，1）兩種也許，總的組合數(shù)為，則圓點數(shù)之和為３出現(xiàn)的概率為故包含的信息量為（2）小圓點數(shù)之和為7的情況有(1,6)（６，１)(2，5)(５,2）（3，4)(4，３）,則圓點數(shù)之和為7出現(xiàn)的概率為故包含的信息量為1－3解:（１)每個字母的連續(xù)時間為210mｓ，所以字母傳輸速率為不同字母等也許出現(xiàn)時，每個字母的平均信息量為biｔ/符號平均信息速率為bｉt/s（２）每個字母的平均信息量為=1.9８5bit/符號所以平均信息速率為（ｂit/s)1-４解：（1）根據(jù)題意,可得:比特比特比特比特（2)法一：由于離散信源是無記憶的，所以其發(fā)出的消息序列中各符號是無依賴的、記錄獨立的。因此,此消息的信息量就等于消息中各個符號的信息量之和。此消息中共有１4個“0”符號，１3個“1”符號,１2個“２”符號,6個“3”符號,則該消息的信息量是：比特此消息中共含45個信源符號,這4５個信源符號攜帶有87．8１比特信息量,則此消息中平均每個符號攜帶的信息量為比特/符號法二:若用熵的概念計算，有說明：以上兩種結果略有差別的因素在于,它們平均解決方法不同,前一種按算術平均的方法進行計算,后一種是按熵的概念進行計算,結果也許存在誤差。這種誤差將隨消息中符號數(shù)的增長而減少。１-5解:（１)ｂｉt/符號（2）某一特定序列(例如：m個0和100-m個1)出現(xiàn)的概率為所以，信息量為(3）序列的熵１－6解:若系統(tǒng)傳送二進制碼元的速率為1200Bａud，則系統(tǒng)的信息速率為:ｂｉt/s若系統(tǒng)傳送十六進制碼元的速率為2400Bａｕd,則系統(tǒng)的信息速率為:bit／s1-７解:該恒參信道的傳輸函數(shù)為沖激響應為輸出信號為討論:該恒參信道滿足無失真?zhèn)鬏數(shù)臈l件，所以信號在傳輸過程中無畸變。1－8解：該恒參信道的傳輸函數(shù)為沖激響應為輸出信號為1-９解:假設該隨參信道的兩條途徑對信號的增益強度相同,均為。則該信道的幅頻特性為:當出現(xiàn)傳輸零點;當出現(xiàn)傳輸極點；所以在kHｚ（ｎ為整數(shù))時,對傳輸信號最有利；在kHz(n為整數(shù))時，對傳輸信號衰耗最大。1-1０解：(１)由于S/Ｎ＝30dB,即１0,得：Ｓ／N＝1000由香農(nóng)公式得信道容量（2）由于最大信息傳輸速率為4800b/s,即信道容量為4８0０b／s。由香農(nóng)公式得:。則所需最小信噪比為1.66。第2章信號與噪聲分析習題解答２-1解:數(shù)學盼望:由于所以方差：2-2解:由題意隨機變量ｘ服從均值為0,方差為4，所以,即服從標準正態(tài)分布，可通過查標準正態(tài)分布函數(shù)數(shù)值表來求解。（1）（2)(3)當均值變?yōu)椋保?時,則服從標準正態(tài)分布,所以2-3解:(1）由于隨機變量服從均勻分布,且有,則的概率密度函數(shù),所以有由此可見,的數(shù)學盼望與時間無關，而其相關函數(shù)僅與相關，因此是廣義平穩(wěn)的。(２)自相關函數(shù)的波形如圖2-6所示。圖2-6(3）根據(jù)三角函數(shù)的傅氏變換對可得平穩(wěn)隨機過程的功率譜密度2-4解:(1)由于,互不相關所以又根據(jù)題目已知均值，所以(2）自相關函數(shù)（）（3)由（2）可知不僅與有關還與有關,所認為非廣義平穩(wěn)隨機過程。２-5解:根據(jù)圖示可得由于,所以，即則(1）；(2）(3）2-6解:(1)(2）由于,所以，直流功率為則,交流功率為對求傅里葉變換可得其功率譜密度2-7解:2－8解:(1)與互為傅立葉變換所以，對做傅立葉變換得（2）直流功率為（3)交流功率為２－9解：RC低通濾波器的傳遞函數(shù)為因此輸出過程的功率譜密度為相應地，自相關函數(shù)為2-１０解:(1)即自相關函數(shù)只與有關即均值為常數(shù)所認為寬平穩(wěn)過程。(2）平均功率為由于，所以所以(3)２－1１解:（１）(２）與互為傅立葉變換2-１2解：2-13解:由于題目已知沖激響應為所以，又由于所以與互為傅立葉變換由可知總的平均功率2－１4解:（1)由傅里葉時域微分性質可知微分器的系統(tǒng)函數(shù),則信號通過微分器(線性系統(tǒng)）后輸出的雙邊功率譜密度為（2）２－15解：設的傅式變換為,則有2-１6解：由題意知,,其均值為0，方差為。給定期的功率為的平均功率為故在(1）的條件下（為常數(shù)）則在（2）的條件下（是與獨立的均值為0的高斯隨機變量），的功率仍然是，但此時的平均功率是所以第3章模擬調制系統(tǒng)習題解答3-1解:的波形如圖3-14（ａ)所示。由于，且，對其進行傅里葉變換可得頻譜圖如圖題３-14（b）所示。圖３-１４（a)圖3-１４（b）3-2解：（１)上式中為帶限信號,由希爾伯特變換的性質,得（2)故3－3解:由于輸出信噪比功率為20dB，則在SＳB／SC方式中,調制制度增益G=1所以接受機輸入端的噪聲功率W因此接受機輸入端的信號功率W由于發(fā)射機輸出端到接受機輸入端之間的總損耗為可得發(fā)射機輸出功率為3-4解：（１）此信號無法用包絡檢波器解調,由于能包絡檢波的條件是，而這里的A=15使得這個條件不能成立,用包絡檢波將導致波形失真。(２）只能用相干解調，解調框圖如圖3-15所示。圖３-1５３-5解：（1)AＭ解調器輸出信噪比為由題意知,，,Ｂ=4Khｚ,則（２）由于而克制載波雙邊帶系統(tǒng)的調制制度增益則(約為7.8dＢ）所以克制載波雙邊帶系統(tǒng)的性能優(yōu)于常規(guī)調幅7.8分貝3-6解：設單邊噪聲功率譜密度為，則相干解調后的輸出信噪比3-7解：對于DＳB：接受信號功率設信道加性白噪聲單邊功率譜密度為，信號帶寬為，則輸入噪聲功率輸出噪聲功率所以，接受到的信噪比對于ＳSB：設發(fā)射功率為則接受信號功率輸入噪聲功率輸出噪聲功率所以，接受到的信噪比(1)接受信號強度相同,即故單邊帶平均發(fā)射功率（2)接受到的信噪比相同,即故單邊帶平均發(fā)射功率3-８解：設與相乘后的輸出為，則是一個ＤSB信號，其頻譜如圖圖3-17(ａ)所示。再通過截止頻率為的抱負低通濾波器,所得輸出信號顯然是一個下邊帶信號,其頻譜如圖3－１7(b）所示,時域表達式則為同理，與相乘后的輸出再通過抱負低通濾波器之后,得到的輸出信號也是一個下邊帶信號，其時域表達式為因此，調制器最終的輸出信號顯然,是一個載波角頻率為的上邊帶信號。圖3-17３-9解:(1)由于，則，所以，,。(2)DＳB:信道衰減為30dB,則,則所以,SSB:信道衰減為30dB，則，則所以,（3)均相同，ＤSＢ：,由于信道衰減30dB,則，所以SSB:,由于信道衰減30dB，則,所以3－10解：(1）由題意，得,所以，（2）,調頻器的調頻靈敏度不變，調制信號的幅度不變,但頻率加倍時，。此時，3－11解：消息信號則相應的單邊帶信號為其包絡為３-1２解：，，所以,則由于，所以3-1３解：對于ＡＭ波的帶寬:對于SSＢ波的帶寬：調頻指數(shù)對于FM信號帶寬3－14解：由已知（1)調相時所以又由于,所以（２）調頻時所以兩邊同時求導得求得(3）由，即最大頻偏為３-１5解：已調波信號功率。,第4章模擬信號的數(shù)字傳輸習題解答4-1解：（1)由于信號通過傳輸函數(shù)為的濾波器后進入抱負抽樣器的最高頻率為,所以抽樣頻率（2）由于抽樣信號頻譜可得抽樣信號的頻譜如圖4-１1所示。圖4-11抽樣信號頻譜圖（3）由圖4-11所示的抽樣信號頻譜可知:將抽樣信號通過截止頻率為的抱負低通濾波器,然后再通過一個傳輸特性為的網(wǎng)絡，就能在接受端恢復出信號。如圖4-1２所示。圖4-12抽樣信號的恢復可見,假如接受端通過一個傳輸特性為的低通濾波器，就能在接受端恢復出信號。４-2解:(１)由式（4-2）可知：在＝時，抽樣信號頻譜如圖4－14所示,頻譜無混疊現(xiàn)象。因此通過截止角頻率為的抱負低通濾波器后,就可以無失真地恢復原始信號。圖4-１４抽樣信號的頻譜（2）假如，不滿足抽樣定理,頻譜會出現(xiàn)混疊現(xiàn)象，如圖4－15所示，此時通過抱負低通濾波器后不也許無失真地重建原始信號。圖４-15抽樣信號的頻譜出現(xiàn)混疊現(xiàn)象4－3解:由于所以最低頻和最高頻分別為,(1）將當作低通信號解決，則抽樣頻率（2)將當作帶通信號解決，則抽樣頻率由于n=9，所以4-４?解：以抽樣時刻為例,此時抽樣值為0.９51０５6５,設量化單位，所以歸一化值０．951０5６5=19４８。編碼過程如下:(1）擬定極性碼:由于輸入信號抽樣值為正，故極性碼=1。(2)擬定段落碼：由于19４８>1024，所以位于第8段落,段落碼為1１1。（3)擬定段內碼：由于，所以段內碼＝1１10。所以，的抽樣值通過律折線編碼后，得到的PCM碼字為11111１１０。同理得到在一個正弦信號周期內所有樣值的PＣM碼字,如表4-5所示。表４-5ＰCＭ編碼的輸出碼字樣值歸一化值輸出碼字000100０00000．9５1０５6５194８１11111１00.5877852５1204111１０0１0-0.５８7７8525-1204011１0０10-0.951０5６5-194８0１1111１04－5解:由于采用均勻量化，所以量化間隔則量化區(qū)間有，，和,相應的量化值分別為－0．75，-０.25，０.２５,0.75。所以量化噪聲功率為由于輸入量化器的信號功率為所以量化信噪比4－６解：由于二進制碼元速率所以相應的信息速率＝,即信息速率與成正比，所以若量化級數(shù)由１28增長到25６，傳輸該信號的信息速率增長到本來的8/7倍。而二進制碼元寬度為假設占空比,則信號帶寬為可見，帶寬與成正比。所以，若量化級數(shù)由128增長到2５6,帶寬增長到本來的8/7倍。4-7解：(1）基帶信號的頻譜圖如圖4-１6所示圖4-16基帶信號的頻譜圖由式(4-2)，抱負抽樣信號的頻譜圖如圖4-１7所示。圖4-1７抱負抽樣信號的頻譜圖(２)由于自然抽樣信號的頻譜當ｎ=1時,由于=所以n＝1時自然抽樣信號的頻譜分量為,相應的頻譜圖如圖４-１8所示。圖４－18n＝1時自然抽樣信號的頻譜分量所以,自然抽樣信號的頻譜圖如圖4－19所示。圖4-1９自然抽樣信號的頻譜圖由于平頂抽樣信號的頻譜所以,平頂抽樣信號的頻譜圖如圖4-２0所示。圖4-20平頂抽樣信號的頻譜圖4-8解:由于抽樣頻率為，按律折線編碼得到的信號為8位二進碼。所以二進制碼元速率波特由于占空比為1,所以，則PCM基帶信號第一零點帶寬４-9解:由于抽樣頻率為奈奎斯特抽樣頻率,所以所以系統(tǒng)的碼元速率波特則碼元寬度由于占空比為0.5，所以,則PAM基帶信號第一零點帶寬4-10解:(1)由于奈奎斯特抽樣頻率，量化級數(shù),所以二進制碼元速率為波特所以,相應的信息速率(2)由于二進制碼元速率與二進制碼元寬度呈倒數(shù)關系,所以由于占空比為０.5，所以則PＣM基帶信號第一零點帶寬４-11解：編碼過程如下(1)擬定極性碼:由于輸入信號抽樣值為負，故極性碼=0。(2）擬定段落碼:由于1024>870>５１2,所以位于第7段落，段落碼為110。（3）擬定段內碼:由于，所以段內碼=10１1。所以,編出的ＰCＭ碼字為01１01011。編碼電平是指編碼器輸出非線性碼所相應的電平，它相應量化級的起始電平。由于極性為負，則編碼電平量化單位由于因此７/1１變換得到的１1位線性碼為。編碼誤差等于編碼電平與抽樣值的差值，所以編碼誤差為6個量化單位。解碼電平相應量化級的中間電平，所以解碼器輸出為個量化單位。由于所以7/１2變換得到的１２位線性碼為。解碼誤差(即量化誤差)為解碼電平和抽樣值之差。所以解碼誤差為１0個量化單位。4-１２解:（1）由于量化區(qū)的最大電壓為，所以量化單位為，所以抽樣值為398。編碼過程如下：擬定極性碼:由于輸入信號抽樣值為正，故極性碼＝１。擬定段落碼：由于５１2>398＞2５6，所以位于第６段落，段落碼為101。擬定段內碼:由于,所以段內碼=１０00。所以，編出的PＣM碼字為１1011０00。它表達輸入信號抽樣值處在第6段序號為８的量化級。該量化級相應的起始電平為3８4=384mV,中間電平為3９２mＶ。編碼電平相應當量化級相應的起始電平,所以編碼電平３8４=３84由于，所以相應的11位線性碼為。解碼電平相應當量化級相應的中間電平,所以解碼電平392可見,解碼誤差(即量化誤差)為6。4-13解：由于最大電壓值為5V,所以量化單位所以,樣值幅度表達為-１02４量化單位。由于樣值為負，并且輸入信號抽樣值處在第8段序號為0的量化級,所以編碼器的輸出碼字為０11１0000。該量化級相應的起始電平為１024=，中間電平為量化單位,即-2.５78V。所以量化電平為-2.5７8V，量化誤差為７84-１4解：極性碼為1，所以極性為正。段落碼為０00,段內碼為0111，所以信號位于第1段落序號為７的量化級。由表4-1可知，第1段落的起始電平為0,量化間隔為Δ。由于解碼器輸出的量化電平位于量化級的中點,所以解碼器輸出為個量化單位,即解碼電平7．5。由于所以,相應的12位線性碼為4-１5解:編碼過程如下：（１)擬定極性碼:由于輸入信號抽樣值為負,故極性碼=0。(2）擬定段落碼：由于10２4>６30>512,所以位于第7段落，段落碼為110。(3)擬定段內碼：由于,所以段內碼＝001１。所以,編出的PＣM碼字為011０0０1１。由于編碼電平相應量化級的起始電平,所以編碼電平為-608單位。由于所以，相應的均勻量化的１1位線性碼為。４-１6解：由于又由于所以第5章數(shù)字信號的基帶傳輸習題解答５－1解:略5-2解：信息碼:110000011００００1１AMI碼：+1-10０000+1－１０000＋1-1HＤB3碼：+1－10００－V0+1-1+B00+V－１+１５-３解：信息碼:1010０0０0000０11AMＩ碼:+1０-10００0000００+1-1HDB３碼：+1０-10０0-V+B0０+V0－１+１5－4解：(1）對于單極性基帶信號，,,隨機脈沖序列的功率譜密度為當時，由圖５-11得的傅立葉變換為代入功率譜密度函數(shù)式，得功率譜密度如圖5-１２所示。（2）由圖5-12中可以看出，該基帶信號的功率譜密度中具有頻率的離散分量，故可以提取碼元同步所需的頻率的分量。由題(1)中的結果，該基帶信號中的離散譜分量為當m取時,即時，有所以該頻率分量的功率為圖５-125-5解:(1）由圖5－1２可得該系統(tǒng)輸出基本脈沖的時間表達式為（２）根據(jù)奈奎斯特準則,當系統(tǒng)能實現(xiàn)無碼間干擾傳輸時，應滿足容易驗證,當時,所以當碼率時,系統(tǒng)不能實現(xiàn)無碼間干擾傳輸。5-６解：(1)法1:無碼間串擾時，當碼元速率為150kBaｕd時，容易驗證,此系統(tǒng)有碼間串擾。法2：由題意,設,則,將與實際碼速率比較為正整數(shù),由于，則此系統(tǒng)有碼間干擾。(2)由題意,設，則，設傳輸Ｍ進制的基帶信號，則,令，求得。可見,采用進制信號時，都能滿足無碼間串擾條件。結論:根據(jù)系統(tǒng)頻率特性分析碼間干擾特性的簡便方法：一方面由擬定系統(tǒng)的奈奎斯特等效帶寬，然后由求出最大碼速率，再與實際碼速率比較,若為正整數(shù)，則無碼間干擾,否則有碼間干擾。5-7解：(１），所以則(2)５-8解:升余弦滾降頻譜信號的時域表達式為當,即，時，(2)頻譜圖如圖5-14所示。圖5－１4（3）傳輸帶寬(４)頻帶運用率5-9解:（1)圖(a)為抱負低通,設，所以１)、=4（整數(shù))，無碼間串擾;2)、=2(整數(shù)）,無碼間串擾；3)、（不是整數(shù))，有碼間串擾；4）、＝1(整數(shù)),無碼間串擾。(2）圖（ｂ）為升余弦型信號，由圖可以判斷,所以所以1）、、２）、兩種情況下無碼間串擾。5-1０解：根據(jù)奈奎斯特準則可以證明,（a）(b）和(c）三種傳輸函數(shù)均能滿足無碼間干擾的規(guī)定。下面我們從頻帶運用率、沖激響應“尾巴”的衰減快慢、實現(xiàn)難易限度等三個方面來分析對比三種傳輸函數(shù)的好壞。(1）頻帶運用率三種波形的傳輸速率均為，傳輸函數(shù)(a）的帶寬為其頻帶運用率傳輸函數(shù)（b)的帶寬為其頻帶運用率傳輸函數(shù)(ｃ）的帶寬為其頻帶運用率顯然（2)沖激響應“尾巴”的衰減快慢限度(a)(ｂ）(c)三種傳輸特性的時域波形分別為其中(ａ)和（c)的尾巴以的速度衰減，而(ｂ)的尾巴以的速度衰減，故從時域波形的尾巴衰減速度來看，傳輸特性(ａ)和(c)較好。（3）從實現(xiàn)難易限度來看，由于(ｂ)為抱負低通特性，物理上不易實現(xiàn)，而（ａ）和（c)相對較易實現(xiàn)。5－11解:已知信道的截止頻率為100kHz,則,由,求得現(xiàn)在,則常數(shù)，則該二元數(shù)據(jù)流在此信道中傳輸會產(chǎn)生碼間干擾。故該二元數(shù)據(jù)流不在此信道中傳輸。5－12解：傳輸特性的波形如圖5-１7所示。圖5-17由上圖易知，為升余弦傳輸特性，由奈奎斯特準則,可求出系統(tǒng)最高的碼元速率,而。5-13解:(1）用和分別表達數(shù)字信息“1”和“０”出現(xiàn)的概率，則等概時,最佳判決門限。已知接受濾波器輸出噪聲均值為0,均方根值,誤碼率(2)根據(jù),即,求得５-１４解:(１)由于信號在時刻結束,因此最到輸出信噪比的出現(xiàn)時刻(2）取,,則匹配濾波器的沖激響應為輸出波形為，分幾種情況討論a.，b．，c.，d.,e．elset綜上所述,有和的波形如圖5-19（a)和（b)所示。（3)最大輸出信噪比圖５-1９５-15解:和的輸出波形和分別如圖題圖5-21(a)、（ｂ）所示。由圖5-２1可知，，,因此,和均為的匹配濾波器。圖5-21第6章數(shù)字信號的載波傳輸課后習題６－1解：（1）由題意知，碼元速率波特，載波頻率為Hz,這說明在一個碼元周期中存在2個載波周期。2ASK信號可以表達為一個單極性矩形脈沖序列與一個正弦型載波相乘，因此2AＳK信號波形示意圖如圖6－2３所示。圖6-２３（2)由于２ASK信號的頻帶寬度為基帶調制信號帶寬的兩倍，所以2AＳK信號的頻帶寬度為=2０２3Hz。6-2解:(1）二進制頻移鍵控（2FSK)是指載波的頻率受調制信號的控制，而幅度和相位保持不變。由題意可知,當數(shù)字信息為“１”時，一個碼元周期中存在３個載波周期；當數(shù)字信息為“0”時，一個碼元周期中存在５個載波周期。假設初始相位，則2ＦSK信號波形示意圖如圖6-24所示。圖6-2４（2）當概率P=1/2時，2FSＫ信號功率譜的表達式為因此，2FＳK信號的功率譜如圖6-２５所示,圖中,。圖6-256-3解:(１)二進制相移鍵控(２PSＫ）是指載波的相位受調制信號的控制,而幅度和頻率保持不變,例如規(guī)定二進制序列的數(shù)字信號“0”和“1”分別相應載波的相位和0。２DPSK可以這樣產(chǎn)生：先將絕對碼變?yōu)橄鄬Υa，再對相對碼進行2PＳK調制。2PSK、2DＰSＫ及相對碼的波形如圖6-２6所示。圖6－26（２）2PＳＫ、2DPＳK信號的頻帶寬度6-4解:（１）由題意可知，,因此一個碼元周期內涉及兩個載波周期。設參考相位為0，代表數(shù)字信息“1”,代表數(shù)字信息“0”(絕對碼），那么與上述相對碼相應的2DPＳK信號波形如圖6-27（b)所示。(2）假如采用如圖６-27（a)所示的差分解調法接受信號，則a,b，c各點的波形如圖6-2７(ｃ)所示。圖6－27（3）由題意可知，。2DPSK信號的時域表達式為其中設則ｓ(t)的功率譜密度已知是矩形脈沖,可得２ＤPＳK信號的功率譜密度6－5解：采用相對碼調制方案,即先把數(shù)字信息變換成相對碼，然后對相對碼進行2PＳK調制就得到數(shù)字信息的2ＤPSK調制。發(fā)送端方框圖如圖6-2８（a）所示。規(guī)定：數(shù)字信息“1”表達相鄰碼元的電位改變,數(shù)字信息“0”表達相鄰碼元的電位不變。假設參考碼元為“1”，可得各點波形，如圖６-２8(b）所示。(ａ)（b）圖６-28(２)2DPＳK采用相干解調法的接受端方框圖如圖6-29（a)所示,各點波形如圖6－２9(b)所示。(ａ)圖６-２96-6解：(1）2ASK系統(tǒng)２ASＫ接受機噪聲功率2ASK系統(tǒng)的誤比特率由此得信號功率為信號幅度為由１0V衰減到,衰減的分貝(ｄB）數(shù)為故2AＳＫ信號傳輸距離為４５.4公里。(2）２FSK系統(tǒng)2FSK接受機噪聲功率2FSＫ相干解調,由查表得１８,信號功率為信號幅度為由1０Ｖ衰減到，衰減的分貝（dB）數(shù)為故2FSＫ信號傳輸距離為５1.4公里。（3）2PＳＫ系統(tǒng)２PSK接受機噪聲功率２PSK相干解調，由查表得9信號功率為可見2PSK信號傳輸距離與2FＳK的相同，為5１.4公里。6－7解:設2ASK、2FSK和2PSK三種調制系統(tǒng)輸入的噪聲功率均相等。(１）相干2ＡSK系統(tǒng)：，由查表得輸入信號功率（Ｗ)非相干2ＡSK系統(tǒng):，得輸入信號功率(Ｗ）（2）相干２FSK系統(tǒng):,由查表得則輸入信號功率為(Ｗ）非相干2FSK系統(tǒng)：，得則輸入信號功率為(W）(3)相干2ＰSK系統(tǒng)：,由查表得則輸入信號功率為(W)由以上分析計算可知：相同的誤碼率下所需的最低峰值信號功率按照從大到小排序：2ASK最大,2FＳK次之，２PSK最小。對于２ASK采用包絡解調器，接受機簡樸。2FSK采用非相干解調器,等效為兩個包絡解調器,接受機較2AＳＫ稍復雜。而2PSK采用相干解調器,需要產(chǎn)生本地相干載波，故接受機較復雜。由此可見,調制方式性能的提高是以提高技術復雜性提高為代價的。比較、排序結果如下:2ASK2FSK２PSK接受機難易限度:易較易難時的峰值功率大中小6－8解：由于,則,所以３3.3>>１當非相干接受時,相干接受時，系統(tǒng)誤碼率6－９解：由于發(fā)送信號的功率為１kＷ，信道衰減為60dＢ,所以接受信號的功率,所以信噪比，所以非相干2ASK系統(tǒng)的誤碼率=相干２PＳK系統(tǒng)的誤碼率,當r>>１時，6-10解：２ＰＳK信號可以寫成，其中為雙極性基帶信號。抱負載波時：經(jīng)低通濾波器，得到當存在相位差時:經(jīng)低通濾波器，得到。所以有相位差時引起信號功率下降倍。我們知道,采用極性比較法的2PＳＫ誤碼率為，由于有相位誤差,誤碼率變?yōu)椋韵喔奢d波相位誤差的存在導致了系統(tǒng)誤差的存在。6－１1解：接受機輸入信噪比為9dB,即。相干解調時,所以0.027又由于包絡解調時,，相應的接受機的輸入信噪比６－12解：(1)2ASK相干解調，由查表得36,由于,則又由于,所以（２)2FＳK非相干解調得，所以（３）2DPSK差分相干解調得,所以(4）２ＰSK相干解調，由查表得9,所以6-1３解:雙比特碼元與載波相位的關系如下：雙比特碼元與載波相位的關系雙比特碼元載波相位A方式B方式00０10１1０1根據(jù)上表可得4PSK及4DＰSK信號的所有也許波形如圖6-3０所示。圖6-３０６-１４解：，所以。6-15解:信道帶寬為,信道帶寬為已調信號的帶寬。（1)時，QPSK系統(tǒng)的頻帶運用率為則數(shù)據(jù)傳輸速率為(2)時，8ＰSK系統(tǒng)的頻帶運用率為則數(shù)據(jù)傳輸速率為第７章多路復用及多址技術習題解答7-11解:每一路已調信號的頻譜寬度為，鄰路間隔防護頻帶為，則n路頻分復用信號的總頻帶寬度為7-２解：各路音頻信號通過SSB調制后,在兩路相鄰信號之間加防護頻帶，則30路信號合并后信號的總帶寬再進行FM調制后，傳輸信號的頻帶寬度為7-３解：由于抽樣頻率為，所以抽樣間隔所