第八章分集與均衡本章內(nèi)容

本章討論和介紹抗平坦瑞利衰落(空間選擇性衰落)和抗頻率選擇性衰落(多徑引起的)的傳統(tǒng)性典型抗衰落技術(shù)。 為了對抗這些衰落，傳統(tǒng)的方法是采用分集接收、RAKE接收和均衡技術(shù)。

分集接收技術(shù)是傳統(tǒng)的抗空間衰落的方法， RAKE技術(shù)是經(jīng)典的抗多徑衰落，提高接收信噪比的手段，

均衡技術(shù)是另一種抗對徑衰落的常用技術(shù)。28.1分集技術(shù)的基本原理

分集技術(shù)是一項典型的抗衰落技術(shù)，它可以大大提高多徑衰落信道下的傳輸可靠性。其中空間分集技術(shù)早已成功應(yīng)用于模擬的短波通信與模擬移動通信系統(tǒng)，對于數(shù)字式移動通信，特別是第二代移動通信，分集技術(shù)有了更加廣泛的應(yīng)用。在GSM系統(tǒng)的上行鏈路基站端，廣泛采用二重空間分集接收。在IS-95系統(tǒng)中，除上行采用二重空間分集接收以外，上下行鏈路均采用隱分集形式的RAKE接收，另外在小區(qū)軟切換中也利用RAKE接收的宏分集。本節(jié)將主要討論分集的基本概念、分類以及分集合并技術(shù)。38.1分集技術(shù)的基本原理

8.1.1基本概念與分類

在前述章節(jié)中已指出移動信道中存在著傳播衰耗、慢衰落和各類快衰落。本節(jié)主要討論對傳輸可靠性影響較大的各類快衰落。值得注意的是這里的“快”是針對不同的參量而言，即空間、頻率與時間。它們分別是空間選擇性衰落、頻率選擇性衰落和時間選擇性衰落。在第二章中我們已比較詳細(xì)的分析了它們的成因與描述，本節(jié)將介紹對抗這些衰落的各種技術(shù)措施，分集技術(shù)就是其中最有效的方法。48.1分集技術(shù)的基本原理

利用接收信號在結(jié)構(gòu)上和統(tǒng)計特性的不同特點加以區(qū)分與按一定規(guī)律和原則進行集合與合并處理來實現(xiàn)抗衰落的。獲取分集：接收到承載同一信息且在統(tǒng)計上相互獨立(或近似獨立)的若干不同的樣值信號，可以通過不同的方式，比如空間、頻率、時間等，合并分集：分集中的集合與合并的方式，最常用的有選擇式合并(SC)、等增量合并(EGC)和最大比值合并(MRC)等分集技術(shù)：從被動主動，從被動利用客觀存在的統(tǒng)計獨立的不同樣值信號，到主動利用信號設(shè)計與信號處理技術(shù)來有效區(qū)分統(tǒng)計獨立的樣值信號。比如擴頻信號的RAKE接收、空時編碼等。5分集技術(shù)的分類按“分”劃分，即按照接收信號樣值的結(jié)構(gòu)與統(tǒng)計特性，可分為空間、頻率、時間三大基本類型；按“集”劃分，即按集合、合并方式劃分，可分為選擇合并、等增益合并與最大比值合并；若按照合并的位置可分為射頻合并、中頻合并與基帶合并，而最常用的為基帶合并；分集還可以劃分為接收端分集、發(fā)送端分集以及發(fā)/收聯(lián)合分集。即多入/多出(MIMO)系統(tǒng)；分集從另一個角度也可以劃分為顯分集與隱分集。一般稱采用多套設(shè)備來實現(xiàn)分集為傳統(tǒng)的顯分集，空間分集是典型的顯分集；稱采用一套設(shè)備而利用信號設(shè)計與處理來實現(xiàn)的分集為隱分集。6典型的分集與合并技術(shù)1.空間分集利用不同地點接收到信號在統(tǒng)計上不相關(guān)性，即衰落性質(zhì)上的不一樣，實現(xiàn)抗衰落的性能。

多少分集數(shù)？N的大小取舍N取2~4，太多增益不明顯都是同一信息，N再怎么大，也不能增大信息空間分集還有兩類變化形式。極化分集角度分集

7典型的分集與合并技術(shù)2.頻率分集 頻率分集利用位于不同頻段的信號經(jīng)衰落信道后在統(tǒng)計上的不相關(guān)特性，即不同頻段衰落統(tǒng)計特性上的差異，來實現(xiàn)抗衰落(頻率選擇性)的功能。 實現(xiàn)時可以將待發(fā)送的信息分別調(diào)制在頻率不相關(guān)的載波上發(fā)射，所謂頻率不相關(guān)的載波是指當(dāng)不同的載波之間的間隔大于第二章分析中所指出的頻率相干區(qū)間，即

其中L為接收信號的時延功率譜寬度。GSM、IS95等的典型值200kHz8典型的分集與合并技術(shù)3.時間分集

時間分集利用一個隨機衰落信號，當(dāng)取樣點的時間間隔足夠大時，兩個樣點間的衰落是統(tǒng)計上互不相關(guān)的特點，

時間分集與空間分集相比較，優(yōu)點是減少了接收天線及相應(yīng)設(shè)備的數(shù)目，缺點是占用時隙資源增大了開銷，降低了傳輸效率。 分集效果與運動速度有關(guān)，如果想要利用時間分集，還必須高速移動。94.最大比值合并(MRC) 在接收端由個統(tǒng)計不相關(guān)的分集支路，經(jīng)過相位校正，并按適當(dāng)?shù)目勺冊鲆婕訖?quán)再相加后送入檢測器進行相干檢測。性能最好，合并增益與分集支路數(shù)N成正比需要精確的信道估計典型的分集與合并技術(shù)10典型的分集與合并技術(shù)5.等增益合并(EGC)若在上述最大比值合并中，?。?，當(dāng)，即為等增益合并。等增益合并后的平均輸出信噪比為：

等增益合并的增益為：

顯然當(dāng)N(分集重數(shù))較大時，，即兩者相差不多，大約在1dB左右。等增益合并實現(xiàn)比較簡單。

沒有信道估計11典型的分集與合并技術(shù)6.選擇式合并選一個信噪比最大的支路。128.1.2典型的分集與合并技術(shù)7.三種主要合并方式性能比較下列圖形給出三種合并方式平均信噪比的改善程度。A：MRCB：EGCC：SC138.2RAKE接收與多徑分集RAKE接收是一種隱分集或帶內(nèi)分集。多徑引起的時延功率譜分為連續(xù)型離散型如何分辨多徑成為關(guān)鍵，與信道和信號帶寬有關(guān)系擴頻帶寬（信道帶寬）擴頻增益（信號帶寬）比如繁華市區(qū)的時延大約為5us，對應(yīng)的頻率分集帶寬約為200kHz，而IS-95的帶寬為1.25M，這樣大約有1.25M/200k=6重分集，實際利用3-4徑148.2RAKE接收與多徑分集8.2.1RAKE接收的基本原理在接收端的多徑傳播信號可以用下列矢量圖表示如下：假設(shè)有三條主要傳播路徑，158.2RAKE接收與多徑分集8.2.1RAKE接收的基本原理若采用擴頻信號設(shè)計與RAKE接收的信號處理后，三條路徑信號矢量圖可改變成如下形式：168.2RAKE接收與多徑分集8.2.1RAKE接收的基本原理由上面分析RAKE接收的多徑分集，從理論上看它應(yīng)屬于頻率分集，但是從現(xiàn)象上看，它是利用多徑時延進行的分集。實際上我們在第二章信道分析中已指出，正是由于時延擴散才引入了頻率選擇性衰落。它們之間是一對因果關(guān)系，正因為這樣，有人認(rèn)為稱它為多徑分集更為恰當(dāng)。178.2RAKE接收與多徑分集8.2.2IS-95中RAKE接收機的工程實現(xiàn)

搜索可分為初始搜索、解調(diào)中搜索和更軟切換搜索三種工作狀態(tài)，分別如下：初始搜索

解調(diào)中的搜索(3)更軟切換搜索188.2RAKE接收與多徑分集8.2.2IS-95中RAKE接收機的工程實現(xiàn)

2.IS-95中移動臺RAKE接收上面介紹的是基站RAKE接收，它屬于上行(反向)鏈路，上行鏈路是“多點對一點”的通信鏈路，基站用它接收多個用戶信號。但是由于在IS-95中上行屬于異步碼分，因此采用非相干檢測。但是對于多徑信號的搜索與跟蹤仍然是必須解決的先決條件。移動臺RAKE接收則是屬于下行(前向)鏈路，它是“一點對多點”通信鏈路，多個用戶利用它接收來自同一基站的信號。在下行信道中基站專門設(shè)置了導(dǎo)頻信道且給予較大的功率分配，它可供給移動臺搜索、跟蹤，相干解調(diào)提供參考信號。198.2RAKE接收與多徑分集8.2.2IS-95中RAKE接收機的工程實現(xiàn)

移動臺RAKE接收與基站RAKE接收基本原理是一樣的。只是在下行中移動臺可利用基站發(fā)送的導(dǎo)頻進行同步碼分、相干檢測。它說明每一個用戶信號都可以鎖定在導(dǎo)頻信號上進行相干檢測，而路徑時延只需通過導(dǎo)頻序列來搜索即可實現(xiàn)。下面從一個形象化的圖形直觀的總結(jié)和表達(dá)RAKE接收的基本原理。208.2RAKE接收與多徑分集8.2.2IS-95中RAKE接收機的工程實現(xiàn)

218.2RAKE接收與多徑分集8.2.2IS-95中RAKE接收機的工程實現(xiàn)

圖中的三角形表示偽隨機碼的相關(guān)函數(shù)，而數(shù)字1，2，3，4，表示4條路徑。RAKE接收就是利用擴頻碼信號設(shè)計，及其RAKE接收的信號處理，即利用擴頻碼的相關(guān)接收，將移動信道中實際擴散信號能量分離開并加以有效的利用。圖中4個相關(guān)峰代表RAKE接收的四個相關(guān)接收解調(diào)器，即4個“Figner”，它們分別將已擴散的信號能量分離取出并加以有效利用。228.2RAKE接收與多徑分集8.2.3WCDMA系統(tǒng)中RAKE接收機原理

與IS-95系統(tǒng)相比，WCDMA系統(tǒng)的信號帶寬為5MHz，遠(yuǎn)大于信道相關(guān)帶寬，因此可分辨路徑更多。一般采用上行8徑/下行6徑Rake接收機結(jié)構(gòu)，通過頻率分集方法，將分散在各個路徑中的獨立信號相干合并，從而提高了接收端的信干噪比(SINR)。238.2RAKE接收與多徑分集Rake接收機的結(jié)構(gòu)一般由四部分構(gòu)成，包括多個指峰(Finger)接收機、多徑搜索與配置單元、信道估計與權(quán)重計算單元以及信號合并單元。248.2RAKE接收與多徑分集8.2.3WCDMA系統(tǒng)中RAKE接收機原理單用戶條件下，Rake接收機等效于多徑匹配濾波器組，因此漸近趨于最佳接收性能。但WCDMA是多用戶系統(tǒng)，每個指峰接收機輸出信號包含四部分：當(dāng)前徑有用信號、多徑造成的本用戶ISI干擾信號、其它用戶的MAI干擾信號以及加性噪聲。對于WCDMA系統(tǒng)下行信道，由于多徑時延擴展很大，每徑能量相對很小，并且此時多用戶OVSF碼無法保證正交，因此每徑都會受到MAI強干擾。此時采用傳統(tǒng)Rake接收機結(jié)構(gòu)無法有效抑制多址干擾。258.2RAKE接收與多徑分集8.2.3WCDMA系統(tǒng)中RAKE接收機原理仿真條件為WCDMA單小區(qū)24個用戶，擴頻因子SF=128，4徑碼片延遲信道，各徑相對幅度(dB)為{0,-1.5,-3,-4.5}，相對相位{0,600,1200,1800}。Rake接收機配置為4徑，對應(yīng)時延{0,1,2,3}碼片，G-Rake有三種配置：(a)與Rake接收機相同配置；(b)4徑，對應(yīng)時延{-1,0,1,2}碼片；(c)5徑，對應(yīng)時延{-1,0,1,2,3}碼片。268.2RAKE接收與多徑分集8.2.3WCDMA系統(tǒng)中RAKE接收機原理當(dāng)超前配置抵消干擾后，G-Rake的性能要優(yōu)于Rake接收機約兩個量級。與傳統(tǒng)Rake相比，多增加一些指峰接收機以及權(quán)重與多徑配置算法，G-Rake可以獲得1~3.5dB的增益。對于WCDMA系統(tǒng)而言，可以折算為系統(tǒng)容量提高1倍。可見G-Rake實現(xiàn)復(fù)雜度很低，并能夠抑制多址干擾，非常適合于移動終端。278.2RAKE接收與多徑分集8.2.3WCDMA系統(tǒng)中RAKE接收機原理廣義Rake(G-Rake)基本結(jié)構(gòu)與Rake類似，主要差別在于多徑配置與權(quán)重計算。G-Rake將每個指峰的MAI信號建模為有色高斯噪聲，通過統(tǒng)計平均，得到干擾信號的相關(guān)矩陣，然后基于最大似然準(zhǔn)則計算權(quán)重向量，對指峰輸出信號進行加權(quán)。另外G-Rake不再按照每徑信號強弱從大到小配置多徑，而是以最大化合并信號的SNR為準(zhǔn)則配置多徑，其多徑窗一般為，大于傳統(tǒng)Rake接收機，并且在最強徑之間往往配置多徑接收機。這樣做可以等效為信道逆濾波，從而能夠有效抵消本小區(qū)多址干擾。288.3均衡技術(shù)

均衡是改造限帶信道傳遞特性的一種有效手段，均衡目前有兩個基本途徑：時域均衡，從時間響應(yīng)考慮以使整個系統(tǒng)的沖擊響應(yīng)滿足理想的無碼間串繞的條件。目前廣泛利用橫向濾波器來實現(xiàn)。頻域均衡，從頻域角度來滿足無失真?zhèn)鬏敆l件，通過分別校正系統(tǒng)的幅頻特性和群時延特性來實現(xiàn)的。主要用于早期的固定式有線傳輸網(wǎng)絡(luò)中以及現(xiàn)在的OFDM系統(tǒng)。298.3均衡技術(shù)

時域均衡是否采用取決于信號的持續(xù)時間T和信道的最大多徑時延τ。如果T<τ，接收中有符號干擾，需要時域均衡

GSM是時隙突發(fā)，T非常小，需要均衡如果T>τ，符號間干擾可忽略不計，不需要均衡

OFDM每個符號周期很長，不需要時域均衡

CDMA的帶寬很寬，每個比特的持續(xù)時間很長，也不需要時域均衡

308.3均衡技術(shù)

在IS-95系統(tǒng)中，采用擴頻碼的碼分多址CDMA方式來區(qū)分用戶，對于每個用戶傳送的原始消息符號持續(xù)時間，因此對于CDMA系統(tǒng)一般不采用自適應(yīng)均衡技術(shù)。另一種情況，若將來進一步采用正交頻分復(fù)用OFDM方式，對每一個正交的子載波所傳送的消息符號持續(xù)時間，亦可不采用自適應(yīng)均衡技術(shù)；反之，若消息符號持續(xù)時間小于時延擴散即：則在接收信號中會出現(xiàn)符號間干擾ISI，這時就需要使用自適應(yīng)均衡器來減輕或消除ISI。318.3均衡技術(shù)

GSM數(shù)字式蜂窩系統(tǒng)，由于是采用了時分多址TDMA方式，對各用戶信息傳送是采用時分復(fù)用方式，而不是上述碼分用戶的并行方式，或者是正交多載波OFDM的頻分復(fù)用方式，其符號速率比較高，所以一般滿足的條件，所以必須使用自適應(yīng)均衡技術(shù)。北美的IS-54、IS-136等數(shù)字式蜂窩系統(tǒng)也滿足這一條件，也需要采用自適應(yīng)均衡器；影響均衡效果的另一個重要因素的信道參數(shù)是信道多普勒頻移寬度，或者相對應(yīng)的信道相干時間。因為在接收端使用均衡器，必須測量信道特性即信道沖擊響應(yīng)，信道特性隨時間變化的速度必須小于傳送符號的持續(xù)時間，即必須小于信道多徑擴散時間，即：也就是必須滿足：

328.3均衡技術(shù)

8.3.1時域均衡器的分類

時域均衡從原理上可以劃分為線性與非線性兩大類型。。1.線性均衡器線性均衡器結(jié)構(gòu)相對比較簡單，主要實現(xiàn)方式為橫向濾波器，后面將專門介紹，另外還有格形濾波器。2.非線性均衡器在最小序列誤差概率準(zhǔn)則下，最大似然序列判決MLSD是最優(yōu)的，但是其實現(xiàn)的計算復(fù)雜度是隨著多徑干擾符號長度L呈指數(shù)增長。338.3均衡技術(shù)

8.3.1時域均衡器的分類

在移動通信中，由于多徑衰落的影響，當(dāng)所需傳送的消息符號速率較高時，比如數(shù)百個千比特以上時，一般ISI的符號長度L=10時，MLSD的計算已太復(fù)雜，而無法使用，這時DFE具有次優(yōu)而計算效率高的特點，是最為適合的時域自適應(yīng)均衡方式。 其基本思路為如果攜帶信息的符號已被檢測出來，那么該符號對將來符號所造成的影響也就可以被估計出來，而且可以從被接收的信號中消除掉。DFE也可以用于GSM移動通信中，而且其實現(xiàn)復(fù)雜度要比MLSD方案簡單，而性能下降也并不很明顯。348.3均衡技術(shù)

8.3.2橫向濾波器

橫向濾波器是時域均衡的主要實現(xiàn)方式。它由多級抽頭延遲線、可變增益加權(quán)系數(shù)乘法器以及相加器共同組成。橫向濾波器結(jié)構(gòu)如下圖所示：358.3均衡技術(shù)

8.3.2橫向濾波器

輸入信號x(t)經(jīng)過2N級延遲線，每級的群時延為，其中為傳送系統(tǒng)的奈奎斯特取樣頻率，即信號x(t)的最高頻率。在每一級延遲線的輸出端都相應(yīng)引出信號，并分別經(jīng)過可變增益加權(quán)系數(shù)相乘以后，送入求和電路進行代數(shù)相加，形成總的輸出信號y(t)。其中濾波器抽頭共有2N+1個，加權(quán)系數(shù)可變、可調(diào)且能取正負(fù)值，并對中心抽頭系數(shù)歸一化。368.3均衡技術(shù)

8.3.2橫向濾波器

若橫向濾波器的沖擊響應(yīng)為g(t)，則：

這時，輸出響應(yīng)就成為：

或可見，橫向濾波器的接入將使系統(tǒng)的輸出波形y(t)成為2N+1個經(jīng)過不同時延的均衡器的輸入波形x(t)的加權(quán)和。對于一個實際響應(yīng)波形x(t)，只要適當(dāng)?shù)倪x擇抽頭增益系數(shù)就可以使輸出波形在各個奈氏取樣點(k=0處除外)趨于零。378.3均衡技術(shù)

8.3.2橫向濾波器

當(dāng)時，有

或簡寫成：388.3均衡技術(shù)

8.3.2橫向濾波器

上述公式中的表示以n為中心的前后k個符號在取樣時刻時對第n個符號所造成的ISI。這樣，橫向濾波器的作用就是要調(diào)節(jié)抽頭增益系數(shù)(不含)使得以n為中心的前后符號在取樣時刻t=的樣值趨于零。即消除它們對第n個符號的干擾。所以橫向濾波器可以控制并消除個符號內(nèi)符號間干擾。并將橫向濾波器達(dá)到這一狀態(tài)的特性稱之為“收斂”特性。顯然，橫向濾波器抽頭越多即N越大，控制范圍也就越大，均衡的效果也就越好。但是越大、抽頭越多，調(diào)整也就越困難，工程上應(yīng)在性能與實現(xiàn)復(fù)雜性上進行合理的折中。398.3均衡技術(shù)

8.3.2橫向濾波器

1.均衡器的調(diào)節(jié)準(zhǔn)則在上述均衡器取有限抽頭()的情況下，均衡器輸出將達(dá)不到理想的無ISI狀況，它必然還存在剩余失真，且N越小失真越大。那么均衡器的抽頭增益應(yīng)該按照什么樣的原則來調(diào)節(jié)才是最佳的呢？又如何來實現(xiàn)呢？ 前一個問題稱為調(diào)節(jié)準(zhǔn)則的選取，最常用的兩個準(zhǔn)則為峰值失真準(zhǔn)則和均方誤差MSE準(zhǔn)則。 后一個問題稱為調(diào)節(jié)算法的選定。408.3均衡技術(shù)

8.3.2橫向濾波器

峰值失真準(zhǔn)則：它可以簡單的定義為在均衡器輸出端最壞情況下的符號間干擾ISI值，尋求這個性能指標(biāo)下的最小化為峰值失真準(zhǔn)則。均方誤差MSE準(zhǔn)則：該算法綜合考慮了均衡器輸出端既存在ISI也存在加性噪聲，并以最小均方誤差準(zhǔn)則來計算橫向濾波器的抽頭系數(shù)。418.3均衡技術(shù)

8.3.3均衡器的算法均衡器的自適應(yīng)算法可以根據(jù)不同的最佳準(zhǔn)則得到不同的算法：最常見的有最小均方算法LMS、遞推最小二乘算法RLS、快速RLS算法、格型RLS算法以及Viterbi算法等。1.LMS算法在均衡器中往往要求具有最小的均方誤差，即最小的MSE值。目前常采用一種引入隨機梯度的迭代算法來實現(xiàn)，并稱它為LMS算法。428.3均衡技術(shù)

8.3.3均衡器的算法遞歸最小平方RLS算法由于LMS算法僅能調(diào)節(jié)、控制一個參數(shù)所以收斂速度比較慢，如果采用遞歸最小平方RLS準(zhǔn)則就可以得到較快收斂速度的調(diào)整均衡器參數(shù)的算法。RLS算法的設(shè)計準(zhǔn)則是指數(shù)加權(quán)平方誤差累積的最小化。438.3均衡技術(shù)

8.3.3均衡器的算法LMS和RLS算法收斂速度的比較下面圖形，給出在N=11和ISI較小情況下LMS和RLS算法收斂速度的比較448.3均衡技術(shù)

8.3.4

判決反饋均衡器DFE為了進一步提高抑制ISI的性能，可以采用判決反饋均衡器(DFE)。DFE由兩個線性濾波器組成： 一個是前饋濾波器，對接收噪聲進行白化，保證每個判決符號只受到以前符號()的干擾。 另一個是反饋濾波器。458.3均衡技術(shù)8.3.4

判決反饋均衡器DFE468.3均衡技術(shù)8.3.4

判決反饋均衡器DFE

由此可見，理想DFE條件下，ISI可以被完全抵消，輸出信號中只含有有用信號和加性白噪聲。此時輸出信噪比為

478.3均衡技術(shù)8.3.4

判決反饋均衡器DFE

可見，由于迫零均衡放大了噪聲，信噪比性能要差于ZF-DFE。但上述結(jié)論的前提理想DFE并不符合實際，判決總會出錯，此時反饋部分會引入誤差，造成錯誤傳播現(xiàn)象，從而導(dǎo)致性能下降，尤其是低信噪比條件下，其性能甚至比線性均衡更差。488.3均衡技術(shù)8.3.5Tomlinson-Harashima

預(yù)編碼(THP)理論上，DFE具有更好的抑制ISI性能，但由于存在差錯傳播現(xiàn)象，限制了DFE的應(yīng)用。Tomlinson和Harashima提出采用發(fā)端預(yù)編碼，可以保證信號功率不變，并能夠抵消碼間干擾，現(xiàn)在簡稱THP技術(shù)。498.3均衡技術(shù)8.3.5Tomlinson-Harashima

預(yù)編碼(THP)接收信號不含有碼間干擾，通過模2M譯碼，能夠恢復(fù)發(fā)送信號。因此THP在發(fā)送端實現(xiàn)了預(yù)編碼器和DFE前饋濾波器，消除了碼間干擾，同時由于發(fā)送信號已知，因此不存在差錯傳播現(xiàn)象。理論上可以證明，高信噪比條件下，理想DFE與THP性能等價。但THP的應(yīng)用也具有一定約束，要求發(fā)送端完全已知信道信息（CSIT），一般需要通過反饋信道，由接收機向發(fā)射機傳送信道響應(yīng)信息，信道信息估計與反饋的誤差，都會導(dǎo)致THP性能下降。508.3均衡技術(shù)8.3.6頻域均衡

寬帶移動通信的數(shù)據(jù)速率往往高達(dá)100Mbps~1Gbps，如果仍然采用時域均衡，則抽頭數(shù)目M可達(dá)到幾百個，算法復(fù)雜度為O(M2)，并且收斂性和穩(wěn)定性很差。為了提高系統(tǒng)性能，可以采用兩種方案：OFDM與SC-FDE，這兩種方案都采用了FFT/IFFT變換，算法復(fù)雜度降低為O(Mlog2(M))。518.3均衡技術(shù)8.3.6頻域均衡

OFDM與SC-FDE的技術(shù)共同點可以總結(jié)如下。兩種系統(tǒng)都采用了FFT/IFFT變換單元，只不過位置不同。OFDM系統(tǒng)中IFFT位于發(fā)端，F(xiàn)FT位于收端；而SC-FDE系統(tǒng)中FFT/IFFT都位于收端。其信道補償都是在頻域進行。為了消除數(shù)據(jù)塊間干擾(IBI)，兩種系統(tǒng)都引入了循環(huán)前綴(CP)，將數(shù)據(jù)塊與信道的線性卷積截斷為循環(huán)卷積，從而便于獨立處理每個數(shù)據(jù)塊，簡化了均衡算法結(jié)構(gòu)。

528.3均衡技術(shù)8.3.6頻域均衡

與OFDM相比，SC-FDE具有如下技術(shù)優(yōu)勢。OFDM信號動態(tài)范圍很大，而單載波系統(tǒng)的PAPR較小，只隨調(diào)制星座的信號點動態(tài)范圍變化。適合于硬件成本受限的移動終端采用。LTE系統(tǒng)上行鏈路采用了SC-FDMA多址接入方式，首要因素就是基于峰平比考慮。OFDM系統(tǒng)對收發(fā)頻率偏差和多普勒效應(yīng)造成的ICI非常敏感，因此頻偏補償和同步算法是OFDM系統(tǒng)的關(guān)鍵模塊。而單載波系統(tǒng)對于頻偏不敏感，能夠容忍較大頻偏，更適合于高速運動場合，其頻率同步算法也較簡單。OFDM系統(tǒng)檢測在頻域進行，每個子載波單獨信道補償后再解調(diào)數(shù)據(jù)，因此低信噪比的子載波限制了未編碼OFDM的系統(tǒng)性能。而SC-FDE系統(tǒng)檢測在時域進行，信號經(jīng)過頻域均衡，變換為時域再解調(diào)。這樣即使有一些子載波SNR很低，但IFFT變換對惡劣信道進行了平均，減弱了深衰落的影響，相當(dāng)于獲得了頻率分集增益，從而提高了系統(tǒng)性能。538.3均衡技術(shù)8.3.6頻域均衡

理論上，頻域補償與信道編碼組合，OFDM性能可以達(dá)到最優(yōu)。而SC-FDE系統(tǒng)只進行頻域均衡，即使與信道編碼組合，也只是次優(yōu)方案。因此有編碼條件下，SC-FDE性能往往要差于COFDM，為了提高單載波性能，需要采用更復(fù)雜的均衡算法，例如DFE均衡器548.4增強技術(shù)與應(yīng)用分集與均衡是2G和3G移動通信系統(tǒng)基本的接收技術(shù)。這些經(jīng)典技術(shù)主要針對點到點鏈路進行優(yōu)化設(shè)計，沒有充分考慮對干擾信號的抑制。一般的，接收機對于系統(tǒng)內(nèi)干擾并非完全未知，利用某些系統(tǒng)先驗或特征信息，可以有效抑制干擾，提高接收性能。本節(jié)主要介紹GSM/EDGE系統(tǒng)的單天線干擾抵消(SAIC)技術(shù)與WCDMA系統(tǒng)的增強性技術(shù)。558.4增強技術(shù)與應(yīng)用8.4.1GSM/EDGE增強接收技術(shù)GSM系統(tǒng)中影響系統(tǒng)容量的主要因素是共道(同頻)干擾(CCI)。傳統(tǒng)接收機將CCI看作高斯噪聲，沒有考慮干擾的特征信息(例如調(diào)制模式和訓(xùn)練序列等)，如果充分利用干擾信息，則能夠進一步增強系統(tǒng)性能。單天線干擾抵消(SAIC)就是這樣一類增強性技術(shù)，它的算法復(fù)雜度較低，適合于單天線移動終端。SAIC技術(shù)包括兩類：(1)聯(lián)合檢測/解調(diào)(JD)與盲干擾抵消(BIC)。

568.4增強技術(shù)與應(yīng)用8.4.1GSM/EDGE增強接收技術(shù)JD的基本原理是同時檢測信號與同頻干擾，本質(zhì)上是聯(lián)合最大似然檢測算法，能夠獲得最優(yōu)性能，但其復(fù)雜度較高。BIC技術(shù)不需要對干擾進行信道估計，只是利用了干擾的一些信號特征，例如GMSK信號恒包絡(luò)或I/Q兩路承載相同數(shù)據(jù)?；谶@些先驗信息，可以部分抵消干擾信號，然后再進行Viterbi均衡。與JD相比，BIC復(fù)雜度較低，但系統(tǒng)性能有所損失。

578.4增強技術(shù)與應(yīng)用8.4.1GSM/EDGE增強接收技術(shù)典型城區(qū)(TU)信道下，針對全速率話音業(yè)務(wù)，存在一個話音用戶和一個干擾用戶的BIC性能?？梢?，信號與干擾完全同步，可以獲得最大的性能增益，而干擾與信號存在時延，則增益會下降。588.4增強技術(shù)與應(yīng)用8.4.1GSM/EDGE增強接收技術(shù)

598.4增強技術(shù)與應(yīng)用8.4.2WCDMA增強接收技術(shù)與GSM系統(tǒng)類似，WCDMA系統(tǒng)也存在多小區(qū)共道干擾(CCI)。盡管本小區(qū)下行信號之間保持近似正交，但相鄰小區(qū)是異步關(guān)系，因此主要干擾是小區(qū)間MAI。每個用戶的接收信號可以表示為三部分，如下式所示。

隨著WCDMA標(biāo)準(zhǔn)向HSPA演進，為了滿足高速數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)的QoS要求，可以將CCI建模為有色噪聲，采用碼片級均衡技術(shù)，從而有效提高接收SNR。608.4增強技術(shù)與應(yīng)用8.4.2WCDMA增強接收技術(shù)碼片級均衡與理想信道估計的Rake接收機性能比較如圖所示。系統(tǒng)配置為8個WCDMA碼道，1個用戶SF=4，2個用戶SF=8，5個用戶SF=16，5徑衰落信道。由圖可知，碼片級均衡由于抑制了多址干擾，因此其性能好于傳統(tǒng)Rake接收。618.4增強技術(shù)與應(yīng)用8.4.2WCDMA增強接收技術(shù)可以證明，G-Rake與LMMSE碼片級均衡性能等價。這些技術(shù)與都可以與天線分集接收組合，通過抑制小區(qū)間MAI，進一步提升系統(tǒng)性能。628.5本章小結(jié)本章首先介紹了對抗信道衰落的三種傳統(tǒng)技術(shù)：分集接收、Rake接收和均衡技術(shù)，并簡要介紹了單載波頻域均衡的基本原理與技術(shù)優(yōu)勢，最后對2G和3G移動通信系統(tǒng)中的增強性接收技術(shù)與應(yīng)用進行了介紹。分集接收是非常有效的抗空間衰落手段。Price[8.4~8.5]對多徑衰落信道特征和在這些信道上實現(xiàn)可靠數(shù)字通信所必需的信號和接收機設(shè)計進行了開拓性研究。在天線分集的經(jīng)典性文獻[8.1]中，Brennan對最大比合并、等增益合并和選擇性合并有深刻和富有洞察力的論述，一直是分集接收理論的奠基性著作。638.5本章小結(jié)Price和Green[8.6]最早提出Rake接收的基本原理，指出利用多徑分集可以改善多徑衰落信道下的接收性能，Turin[8.7]對Rake接收機的理論性能分析進行了深刻和精彩的論述，這篇文獻是指導(dǎo)Rake接收機理論設(shè)計的經(jīng)典文獻。Lucky[8.2~8.3]首先研究了數(shù)字通信系統(tǒng)中的自適應(yīng)均衡，他的算法基于峰值失真準(zhǔn)則，并提出了迫零算法。他的成果是一項里程碑式的重大成就，在其成果發(fā)表5年內(nèi)促進了高速調(diào)制解調(diào)器的迅速發(fā)展。與此同時，Widrow[8.8~8.9]設(shè)計了LMS算法。在自適應(yīng)濾波理論的經(jīng)典著作[8.18]中，Haykin對LMS算法、RLS算法及其各種變種進行了詳細(xì)討論和總結(jié)。648.5本章小結(jié)Tomlinson和Harashima[8.10~8.11]提出了預(yù)編碼技術(shù)，為對抗碼間干擾開創(chuàng)了一條新路。文獻[8.15~8.16]是兩篇精彩翔實的綜述，對SC-FDE技術(shù)的基本原理進行了細(xì)致深刻的總結(jié)，特別是與OFDM技術(shù)的對比，富有啟發(fā)性。分集與均衡技術(shù)已成為移動通信系統(tǒng)不可或缺的基本單元，也是新的信號處理與檢測技術(shù)的研究基礎(chǔ)。658.4本章小結(jié)本章講述抗平坦瑞利衰落和抗多徑、頻率選擇性衰落的主要技術(shù)。主要內(nèi)容包含三部分，第一部分介紹抗平坦瑞利衰落的分級技術(shù)，它包含分集基本原理與分類、典型分集與合并技術(shù)及其性能分析。第二、第三部分均介紹抗多徑、抗頻率選擇性衰落的主要技術(shù)，其中第二部分介紹適合于CDMA的Rake接收與多徑分集，它包含Rake接收基本原理以及第二代IS-95與第三代WCDMA系統(tǒng)中的Rake接收技術(shù)。第三部分討論了適合于TDMA系統(tǒng)的自適應(yīng)均衡技術(shù)。

66參考文獻[8.1]D.G.Brennan,“Lineardiversitycombiningtechniques,”Proc.IRE,vol.47,pp.1075–1102,1959.[8.2]J.Hagenaueret.al.,“DecodingandEqualizatinwithAnalogN