第二章諧振功率放大器2.1諧振功率放大器基本工作原理2.2丙類諧振功率放大器的工作狀態(tài)分析2.3諧振功率放大器的高頻特性2.4諧振功率放大器電路2.5高效率高頻功率放大器及功率合成技術(shù)2.6集成器件與應(yīng)用電路舉例本章小結(jié)思考題和習(xí)題2.1諧振功率放大器基本工作原理

2.1.1諧振功率放大器的電路組成

圖2.1.1是晶體管諧振功率放大器的原理電路。圖2.1.1諧振功率放大器的原理電路圖中，UBB是基極偏置電壓，調(diào)整UBB，可改變放大器工作的類型；UCC是集電極電源電壓；集電極外接LC并聯(lián)振蕩回路的功用是作放大器負(fù)載；V為高頻大功率管，通常采用平面工藝制造的NPN高頻大功率管，能承受高電壓和大電流，有較高的特征頻率fT，其主要功用是在基極輸入信號(hào)的控制下，將集電極電源UCC提供的直流能量轉(zhuǎn)換為高頻信號(hào)能量。放大器電路由集電極回路和基極回路兩部分組成。集電極回路由晶體管集電極、發(fā)射極、集電極直流電源和集電極負(fù)載組成?；鶚O回路由晶體管基極、發(fā)射極、偏置電源和外加激勵(lì)源ub組成。由偏置電壓UBB和外加激勵(lì)ub控制集電極電流的通斷，集電極回路通過晶體管把直流能量轉(zhuǎn)變?yōu)楦哳l交流能量。高頻諧振功率放大器主要研究集電極回路的能量

轉(zhuǎn)換關(guān)系。2.1.2諧振功率放大器的工作原理

要了解高頻諧振功率放大器的工作原理，首先必須了解晶體管的電流、電壓波形及其對(duì)應(yīng)關(guān)系。晶體管轉(zhuǎn)移特性如圖2.1.2中粗虛線所示。由于輸入信號(hào)較大，可用折線近似轉(zhuǎn)移特性，如圖中粗實(shí)線所示。圖中，UBE（on)為晶體管導(dǎo)通電壓，gm為特性斜率。圖2.1.2丙類工作情況的輸入電壓、集電極電流波形設(shè)輸入電壓為一余弦電壓，即

ub=Ubmcosωt

則晶體管基極、發(fā)射極間電壓uBE為

uBE=UBB+ub=UBB+Ubmcosωt

(2.1.1)

在丙類工作時(shí)，UBB<UBE(on)，在這種偏置條件下，集電極電流iC為余弦脈沖，其最大值為iCmax，一個(gè)周期內(nèi)集電極電流流通的相角為2θ，通常稱θ為集電極電流的通角。丙類工作時(shí)，θ<π/2。把集電極電流脈沖用傅立葉級(jí)數(shù)(簡(jiǎn)稱傅氏級(jí)數(shù))展開，可分解為直流、基波和各次諧波，因此，集電極電流iC可寫為

iC=IC0+ic1+ic2+…

=IC0+Ic1mcosωt+Ic2mcos2ωt+…

式中，IC0為直流電流，Ic1m、Ic2m分別為基波、二次諧波電流幅度。諧振功率放大器的集電極負(fù)載是一高Q的LC并聯(lián)振蕩回路，如果使諧振角頻率ω0等于輸入信號(hào)ub的角頻率ω，那么，盡管在集電極電流脈沖中含有豐富的高次諧波分量，但由于并聯(lián)諧振回路的選頻濾波作用，振蕩回路兩端的電壓可近似認(rèn)為只有基波電壓，即

uc=Ucmcosωt=Ic1mRecosωt

式中，Ucm為uc的振幅；Re為L(zhǎng)C回路的諧振電阻，即高頻諧振功率放大器的負(fù)載電阻。晶體管集電極、發(fā)射極間電壓uCE等于

uCE=UCC－uc=UCC－Ｕcmcosωt

(2.1.2)

ub、uBE、iC、

ic1、uc、uCE之間的時(shí)間關(guān)系波形如圖2.1.3所示。

由圖2.1.3可見，雖然集電極電流為脈沖，但由于LC并聯(lián)諧振回路的選頻濾波作用，集電極電壓仍為余弦波形，且uCE與uBE反相。圖2.1.3電流、電壓波形2.1.3高頻諧振功率放大器中的能量關(guān)系

在集電極電路中，LC振蕩回路得到的高頻功率為集電極電源UCC供給的直流輸入功率為

PE=UCC·IC0直流輸入功率PE與集電極輸出高頻功率Po之差為集電極耗散功率PC，即

PC=PE－Po(2.1.3)它是耗散在晶體管集電結(jié)上的損耗功率。集電極效率ηC為輸出高頻功率Po與直流輸入功率PE之比，即(2.1.4)它是表示集電極回路能量轉(zhuǎn)換的重要參數(shù)。諧振功率放大器就是要獲取盡量大的Po和盡量高的ηC。由式(2.1.4)可見，集電極效率ηC取決于比值Ic1m/IC0與Ucm/UCC的乘積，前者稱為波形系數(shù)g1(θ)，即后者稱為集電極電壓利用系數(shù)ξ，即因此式(2.1.4)又可寫為丙類工作狀態(tài)下放大器效率高還可從集電極損耗功率來分析。由可知，當(dāng)Po一定時(shí)，減小PC可提高ηC。PC可表示為因此，減小iC·uCE及通角θ可減小PC。在高頻功率放大器中，提高集電極效率的同時(shí)，還應(yīng)盡量提高輸出功率。根據(jù)式(2.1.3)和式(2.1.4)，可得可見，當(dāng)晶體管允許損耗功率PC一定時(shí)，ηC越高，輸出功率Po越大。2.2丙類諧振功率放大器的工作狀態(tài)分析

2.2.1解析分析法

解析分析法首先要解決的問題是找到器件的數(shù)學(xué)模型。由于晶體管處于大信號(hào)非線性工作區(qū)，因此特性曲線可用折線近似，如晶體管轉(zhuǎn)移特性可用圖2.2.1(a)表示，晶體管特性放大區(qū)的表示式可寫為

iC=gm(uBE－UBE(on))，uBE≥UBE(on)

截止區(qū)的表示式可寫為

iC=0,uBE＜UBE(on)圖2.2.1理想化的轉(zhuǎn)移特性和輸出特性(a)轉(zhuǎn)移特性；(b)輸出特性晶體管的輸出特性在放大區(qū)忽略基調(diào)效應(yīng)的情況下，可認(rèn)為是一組與橫軸平行的水平線。在飽和區(qū)，用這些特性曲線從放大區(qū)進(jìn)入飽和區(qū)的臨界點(diǎn)相連起來的一條直線加以近似，這條直線叫臨界線，其斜率用Scr表示，如圖2.2.1(b)所示。這樣，在飽和區(qū)晶體管特性的表示式可寫為

iC=ScruCE晶體管外部電壓為：

uBE=UBB+Ubmcosωt,

uCE=UCC－Ucmcosωt

因此放大區(qū)晶體管集電極電流為

iC=gm(UBB+Ubmcosωt－UBE(on)）

當(dāng)ωt=θ時(shí)，iC=0，則當(dāng)UBB=UBE(on)時(shí)，θ=90°；當(dāng)UBB<UBE(on)時(shí)，θ<π/2；當(dāng)UBB>UBE(on)時(shí)，θ>π/2。

當(dāng)ωt=0時(shí)，有

iC=iCmax=gm(UBB+Ubm－UBE(on))=gm·Ubm(1－cosθ)

由此可得，集電極余弦脈沖電流的解析表示式為

，－θ≤ωt≤θ

2.2.2動(dòng)態(tài)特性曲線——圖解分析法

已知放大區(qū)集電極電流表示式為

iC=gm(UBB+Ubmcosωt－UBE(on)）

又根據(jù)uCE=UCC－Ucmcosωt寫出：這樣，可得根據(jù)式(2.1.1)和式(2.1.2)，取ωt=0，則有

uBE=uBEmax=UBB+Ubm

uCE=uCEmin=UCC－Ucm

uBE=UBB

uCE=UCC

確定B點(diǎn)。在丙類狀態(tài)工作時(shí)，UBB<UBE(on)，甚至可能為負(fù)值，因此可以將放大區(qū)特性曲線按比例向下延伸，先找到假想的UBE=UBB的特性曲線，從而確定B點(diǎn)。據(jù)此在圖2.2.2所示的輸出特性上確定C點(diǎn)。再取ωt=π/2,則圖2.2.2動(dòng)態(tài)特性曲線與集電極電流波形連C、B兩點(diǎn)，與橫軸交于A點(diǎn)，CA直線即為放大區(qū)的動(dòng)態(tài)特性。截止區(qū)(iC=0)的動(dòng)態(tài)特性是橫軸上的一段，其端點(diǎn)D可這樣確定：取ωt=π，則

uBE=UBB－Ubm

uCE=UCC+Ucm=uCEmax

其對(duì)應(yīng)的工作點(diǎn)即為D點(diǎn)。折線CAD即為諧振功率放大器的動(dòng)態(tài)特性曲線，相應(yīng)的集電極電流為余弦脈沖，如圖2.2.2

所示。2.2.3諧振功率放大器的工作狀態(tài)

諧振功率放大器的工作狀態(tài)是根據(jù)uBE=uBEmax、uCE

=uCEmin

時(shí)瞬時(shí)工作點(diǎn)C在靜特性曲線上所處的位置確定的。當(dāng)C點(diǎn)落在輸出特性(對(duì)應(yīng)uBEmax的那條)的放大區(qū)時(shí)，為欠壓狀態(tài)；當(dāng)C點(diǎn)正好落在臨界點(diǎn)上時(shí)，為臨界狀態(tài)；當(dāng)C點(diǎn)落在飽和區(qū)時(shí)，為過壓狀態(tài)。諧振功率放大器的工作狀態(tài)必須由UCC、UBB、Ubm、Ucm四個(gè)參量決定，缺一不可，其中任何一個(gè)量的變化都會(huì)改變C點(diǎn)所處的位置，工作狀態(tài)就會(huì)相應(yīng)地發(fā)生變化。在實(shí)際工作中，最常見的是負(fù)載電阻Re發(fā)生變化。Re變化，Ucm就會(huì)相應(yīng)改變，工作狀態(tài)也隨之改變。為此，下面首先分析當(dāng)保持UCC、UBB、Ubm不變時(shí)，Re變化對(duì)工作狀態(tài)的影響。當(dāng)Re比較小時(shí)，Ucm=Ic1m·Re也比較小，C點(diǎn)處在輸出特性的放大區(qū)，諧振功率放大器在欠壓狀態(tài)下工作，集電極電流為余弦脈沖，相應(yīng)的動(dòng)態(tài)特性、集電極電流iC波形如圖2.2.3中曲線①所示。當(dāng)Re增大時(shí)，Ucm增大，uCEmin減小，C點(diǎn)沿uBEmax的輸出特性左移。若放大器仍處于欠壓狀態(tài)，則集電極電流波形不變。Re繼續(xù)增大，當(dāng)C點(diǎn)正好移在特性的臨界點(diǎn)C′時(shí)，放大器處于臨界狀態(tài)，集電極電流仍為余弦脈沖，相應(yīng)的動(dòng)態(tài)特性、集電極電流iC波形如圖2.2.3中曲線②所示。繼續(xù)增大Re，Ucm繼續(xù)增加，uCEmin繼續(xù)減小，C點(diǎn)將移至uBEmax輸出特性的飽和區(qū)(圖中以C″表示)，這時(shí)諧振功率放大器處于過壓狀態(tài)。過壓狀態(tài)下動(dòng)態(tài)特性可這樣得出：將uBEmax輸出特性曲線放大區(qū)擴(kuò)展至縱軸，uCEmin與uBEmax交于E點(diǎn)，連接E、B與臨界飽和線交于F點(diǎn)，與橫軸交于A″點(diǎn)，F(xiàn)A″是放大區(qū)的動(dòng)特性，C″F則為瞬時(shí)工作點(diǎn)落入飽和區(qū)后的動(dòng)態(tài)特性。工作點(diǎn)進(jìn)入截止區(qū)后，動(dòng)態(tài)特性應(yīng)以橫軸代替。集電極電流iC波形為一凹陷脈沖，動(dòng)態(tài)特性曲線及iC波形如圖2.2.3中③所示。圖2.2.3三種狀態(tài)下的動(dòng)態(tài)特性及集電極電流波形2.2.4負(fù)載特性

負(fù)載特性是指當(dāng)保持UCC、UBB、Ubm不變而改變Re時(shí)，諧振功率放大器的電流IC0和Ic1m、電壓Ucm、輸出功率Po、

集電極損耗功率PC、電源功率PE及集電極效率ηC隨之變化的曲線。

從上面動(dòng)態(tài)特性曲線隨Re變化的分析可以看出，Re由小到大，工作狀態(tài)由欠壓變到臨界再進(jìn)入過壓,相應(yīng)的集電極電流由余弦脈沖變成凹陷脈沖，如圖2.2.4(a)所示。圖2.2.4負(fù)載特性(a)iC波形的變化；(b)IC0、Ic1m和Ucm的變化;(c)Po、PE、PC和ηC的變化從欠壓到臨界，忽略基調(diào)效應(yīng)，可近似認(rèn)為iC波形不變，IC0、Ic1m可近似認(rèn)為不變,Ucm隨Re線性增大，進(jìn)入到過壓，iC波形出現(xiàn)凹陷，隨著Re的增大，凹陷也愈深，因此IC0、Ic1m隨Re增加而減小。由于Re增大，Ic1m減小，因此Ucm略有增大，可近似認(rèn)為恒定。IC0、Ic1m、Ucm與Re的關(guān)系曲線如圖2.2.4(b)所示。

根據(jù)圖2.2.4(b)所示的關(guān)系曲線，各功率、效率隨Re的變化曲線很容易畫出。由于PE=UCC·IC0，因此，PE的變化規(guī)律與IC0相同。又由于：因此，在欠壓狀態(tài)下，Po∝Ucm;在過壓狀態(tài)下，Po∝Ic1m。再根據(jù)：

PC=PE－Po又可得到PC、ηC隨Re的變化曲線。上述這些功率、效率隨Re的變化曲線如圖2.2.4(c)所示。

由負(fù)載特性可見，欠壓狀態(tài)下，Ic1m、IC0基本保持不變，Po小，PC大，ηC低；過壓狀態(tài)下，Ucm基本保持不變，Po、PC隨Re增加而下降，ηC略有上升；臨界狀態(tài)下，Po最大，ηC較高；弱過壓狀態(tài)下，Po雖不是最大，但仍較大，且ηC還略有提高。由此可見，諧振功率放大器要得到大功率、高效率的輸出，應(yīng)工作在臨界或弱過壓狀態(tài)。臨界狀態(tài)對(duì)應(yīng)的負(fù)載電阻稱為臨界電阻，用Recr表示。諧振功率放大器要匹配工作，就要保證負(fù)載阻抗等于Recr，因此，又稱臨界狀態(tài)為最佳工作狀態(tài)。三種工作狀態(tài)的特點(diǎn)及應(yīng)用可用表2.2.1說明。2.2.5UCC、UBB、Ubm對(duì)諧振

1.集電極調(diào)制特性

由于uBEmax=UBB+Ubm不變，當(dāng)UCC由小增大時(shí)，uCEmin=

UCC－Ucm也將由小增大，因而由uCEmin、uBEmax決定的瞬時(shí)工作點(diǎn)將沿uBEmax這條輸出特性曲線由飽和區(qū)向放大區(qū)移動(dòng)，工作狀態(tài)由過壓變到臨界再進(jìn)入欠壓，iC波形由iCmax較小的凹陷脈沖變?yōu)閕Cmax較大的尖頂脈沖，如圖2.2.5(a)所示。由圖2.2.5(a)可定性畫出IC0、Ic1m、Ucm與UCC的關(guān)系曲線，如圖2.2.5(b)所示。根據(jù)圖2.2.5(b)可定性畫出PE、Po、ηC與UCC的關(guān)系曲線，如圖2.2.5(c)所示。

由集電極調(diào)制特性可知，在過壓區(qū)域，輸出電壓幅度Ucm與UCC成正比。利用這一特點(diǎn)，可以通過控制UCC的變化，實(shí)現(xiàn)電壓、電流、功率的相應(yīng)變化，這種功能稱為集電極調(diào)幅，所以稱這組特性曲線為集電極調(diào)制特性曲線。圖2.2.5集電極調(diào)制特性(a)iC波形的變化；(b)IC0、Ic1m和Ucm的變化；(c)Po、PE和ηC的變化

2.基極調(diào)制特性

基極調(diào)制特性是指當(dāng)UCC、Ubm、

Re保持不變而改變UBB時(shí)，功放電流IC0和Ic1m、電壓Ucm、功率、效率的變化曲線。當(dāng)UBB增大時(shí)，會(huì)引起θ、

iCmax增大，從而引起IC0、Ic1m、Ucm增大。由于UCC不變，uCEmin=UCC－Ucm則會(huì)減小，這樣勢(shì)必導(dǎo)致工作狀態(tài)由欠壓變到臨界再進(jìn)入過壓。進(jìn)入過壓狀態(tài)后，集電極電流脈沖高度雖仍有增加，但凹陷也不斷加深，iC波形如圖2.2.6(a)所示。根據(jù)圖2.2.6(a)可定性畫出IC0、Ic1m、Ucm隨UBB的變化曲線，如圖2.2.6(b)所示。再根據(jù)圖2.2.6(b)可畫出Po、

PE、ηC隨UBB變化的曲線。如圖2.2.6(c)所示。

由圖2.2.6可見，在欠壓區(qū)域，集電極電壓的幅度Ucm與UBB基本成正比。利用這一特點(diǎn)，可通過控制UBB實(shí)現(xiàn)對(duì)電流、電壓、功率的控制，通常稱這種工作方式為基極調(diào)制，所以稱這組特性曲線為基極調(diào)制特性曲線。圖2.2.6基極調(diào)制特性(a)iC波形的變化；(b)IC0、Ic1m和Ucm的變化；（c)Po、PE和ηC的變化

3.放大特性

放大特性是指當(dāng)保持UCC、UBB、Re不變，而改變Ubm時(shí)，功率放大器電流IC0和Ic1m、電壓Ucm、功率、效率的變化曲線。Ubm變化對(duì)諧振功率放大器性能的影響與基極調(diào)制特性相似。iC波形及IC0、

Ic1m、Ucm、Po、

PE、ηC隨Ubm的變化曲線如圖2.2.7(a)、(b)、(c)所示。圖2.2.7放大特性(a)iC波形的變化；(b)IC0、Ic1m和Ucm的變化；（c）Po、PE和ηC的變化

2.3諧振功率放大器的高頻特性

在前面的分析中，我們以晶體管的靜態(tài)特性曲線來近似表示晶體管的特性。這種近似只有在工作頻率f<0.5fβ時(shí)才是可行的。當(dāng)工作頻率f>0.5fβ時(shí)，晶體管電壓、電流之間的關(guān)系就不能再用靜態(tài)特性來表示，因?yàn)榛鶇^(qū)非平衡少子的渡

越時(shí)間、集電結(jié)的漂移時(shí)間、晶體管的引線電感和極間電容等因素的影響都逐漸顯著而不能忽略了。

1.基區(qū)渡越效應(yīng)

晶體管在低頻工作時(shí)，認(rèn)為iC、iE是同時(shí)產(chǎn)生的。但當(dāng)工作頻率較高（f>0.5fβ)時(shí)，在激勵(lì)電壓加于輸入端后，發(fā)射極發(fā)射載流子，經(jīng)基區(qū)擴(kuò)散到集電極，漂移過集電結(jié)，形成集電極電流iC。當(dāng)這一渡越過程所需的時(shí)間可以與信號(hào)周期相比擬時(shí)，集電極電流iC比iB、iE均要落后一相角j，且由于電子運(yùn)動(dòng)不規(guī)則，會(huì)引起渡越的分散性，從而造成集電極電流脈沖峰值減小，脈沖展寬，最終導(dǎo)致Ic1m減小，輸出功率Po減小，集電極效率ηC降低。

2.rbb′的影響

當(dāng)頻率增高時(shí)，由于iC的最大值下降且滯后于iE，因此使基極電流iB增大，將導(dǎo)致Ib1m增大，發(fā)射結(jié)的阻抗顯著減小，rbb′的影響相對(duì)增大，最終導(dǎo)致加在發(fā)射結(jié)的有效輸入電壓下降。若要求加至發(fā)射結(jié)上的輸入電壓保持不變，則必須使基極的輸入電壓增大，從而使得輸入功率增大，功率增益下降。

3.飽和壓降的影響

工作頻率升高加上大注入的影響，將使功率管的飽和壓降UCE（sat)增大(工作頻率為幾十兆赫茲時(shí)，UCE(sat)>3V；工作頻率為幾百兆赫茲時(shí)，UCE(sat)>5V)。在電源電壓UCC相同時(shí)，飽和壓降增大，將導(dǎo)致集電極臨界輸出電壓Ucmcr減小，從而使放大器的輸出功率、效率、功率增益均相應(yīng)減小。

4.引線電感、極間電容的影響

當(dāng)工作頻率較高時(shí)，引線電感、極間電容的影響逐漸顯著。在共射極放大電路中，發(fā)射極引線電感的影響最為嚴(yán)重，因?yàn)榘l(fā)射極電流在其上產(chǎn)生的反饋電壓將導(dǎo)致增益和輸出功率的下降。極間電容將使輸入阻抗減小，寄生反饋增加，造成放大器工作不穩(wěn)定。因此，在設(shè)計(jì)諧振功率放大器時(shí)，必須選取特征頻率fT遠(yuǎn)高于工作頻率，以保證正常工作。

2.4諧振功率放大器電路

2.4.1直流饋電線路

1.饋電原則

對(duì)于諧振功放的集電極饋電線路，應(yīng)保證集電極電流iC中的直流分量IC0只流過集電極直流電源UCC，以便直流電源提供的直流功率全部交給晶體管；還應(yīng)保證諧振回路兩端僅有基波分量壓降，以便把變換后的交流功率傳送給回路負(fù)載；另外，也應(yīng)保證外電路對(duì)高次諧波分量icn呈現(xiàn)短路，以免產(chǎn)生附加損耗。如圖2.4.1所示。圖2.4.1集電極饋電線路的組成原則說明(a)直流通路；(b)基波通路；(c)高次諧波通路諧振功放的基極饋電線路的組成原則與集電極饋電線路

相仿:第一，基極電流中的直流分量IB0只流過基極偏置電源(即UBB直接接到晶體管b、e兩端)；第二，基極電流中的基波分量ib1只流過輸入端的激勵(lì)信號(hào)源，以便使輸入信號(hào)控制晶體管的工作，實(shí)現(xiàn)放大。這些原則的電路示意說明如圖2.4.2所示。圖2.4.2基極饋電線路的組成原則說明(a)直流通路；(b)基波通路

2.集電極饋電線路

集電極饋電可分為兩種形式：一種為串聯(lián)饋電，另一種為并聯(lián)饋電。

(1)串聯(lián)饋電。集電極串聯(lián)饋電是一種在電路形式上，直流電源UCC、集電極諧振回路負(fù)載、晶體管c和e兩端三者為串聯(lián)連接的饋電方式，如圖2.4.3(a)所示。圖2.4.3集電極饋電線路(a)串聯(lián)饋電形式；(b)并聯(lián)饋電形式圖2.4.3(a)中，LC為高頻扼流圈，對(duì)信號(hào)頻率呈現(xiàn)開路；CC為旁路電容，亦稱濾波電容，它對(duì)信號(hào)頻率呈現(xiàn)短路，以阻止集電極電流iC中的基波分量ic1流過電源UCC；L、C為回路元件，它們對(duì)信號(hào)頻率諧振，呈現(xiàn)高阻抗。由此可見，對(duì)直流而言，LC、L均呈短路，UCC直接接至晶體管c、e兩端；對(duì)基波而言，LC開路，CC短路，LC回路直接接到晶體管c、e兩端；對(duì)于高次諧波，C、CC均呈現(xiàn)短路，因而高次諧波被旁路，不產(chǎn)生損耗。因此，該串饋線路符合饋電線路的組成原則。

(2)并聯(lián)饋電。集電極并饋線路是指直流電源UCC、集電極諧振回路負(fù)載、晶體管c和e兩端三者在電路形式上為并聯(lián)連接的一種饋電方式，如圖2.4.3(b)所示。圖中，CC2為旁路電容，CC1為隔直流電容，LC為高頻扼流圈?？梢钥闯?，LC、CC1、CC2這些阻隔元件和旁路元件的存在，使得該電路同樣符合集電極饋電線路的組成原則。需要注意的是，LC感抗的大小是相對(duì)于諧振電阻Re而言的。因?yàn)樵谛盘?hào)頻率上，LC與Re是相并聯(lián)的，若ωLC>>Re，則認(rèn)為ic1分量只通過諧振回路。同樣，容抗1/ωCC1的大小也是相對(duì)諧振電阻Re而言的，應(yīng)保證1/ωCC1<<Re。串饋與并饋這兩種饋電方式各具特點(diǎn)。并饋的優(yōu)點(diǎn)是其諧振回路兩端均處于直流地電位，因而調(diào)整起來安全方便；其缺點(diǎn)是饋電線路元件LC、CC1處于高頻高電位，因而分布電容直接影響諧振回路的諧振頻率。串饋的主要優(yōu)點(diǎn)是線路簡(jiǎn)單，饋電元件處于高頻地電位，分布電容不影響回路的諧振頻率；其主要缺點(diǎn)是諧振回路處于直流高電位，回路調(diào)整不方便，維護(hù)和使用不安全。

3.基極饋電線路

基極饋電線路原則上和集電極饋電相同，也有串饋與并饋之分?；鶚O串聯(lián)饋電是指偏置電壓UBB、輸入信號(hào)源ub及管子b和e三者在電路形式上為串聯(lián)連接的一種饋電方式，而在電路形式上為并聯(lián)連接的則稱為并聯(lián)饋電。

(1)串聯(lián)饋電。串聯(lián)饋電如圖2.4.4(a)所示。圖中，CB2為濾波旁路電容。由圖可見，UBB、ub與管子b和e兩端三者為串聯(lián)連接，基極電流中的直流分量IB0只流過偏置電壓UBB，而基波分量ib1只通過激勵(lì)信號(hào)源ub，符合饋電線路原則。圖2.4.4基極饋電線路(a)串饋電路；(b)并饋電路

(2)并聯(lián)饋電。基極并饋線路如圖2.4.4(b)所示。圖中，LB為基極高頻扼流圈，CB1、CB2分別為耦合、旁路電容。由圖可見，信號(hào)源ub、UBB、晶體管b和e兩端三者相并聯(lián)；ib1只通過激勵(lì)信號(hào)源ub；IB0只通過偏置電壓UBB。

(3)偏壓UBB的獲得。在丙類諧振功率放大器中，基極偏置電壓UBB可為小的正偏壓、負(fù)偏壓及零偏壓。正的UBB可用分壓獲得，如圖2.4.5(a)、(b)所示。但應(yīng)注意，分壓電阻數(shù)值應(yīng)適當(dāng)選大一些，以減小分壓電路的功耗。圖2.4.5分壓偏置(a)串饋電路；(b)并饋電路負(fù)偏置電壓不給出能量，只消耗能量，所以可用自給偏置電路獲得。自給偏置分為基極自給偏置及發(fā)射極自給偏置。基極自給偏置電路如圖2.4.6(a)、(b)所示，其中圖(b)實(shí)現(xiàn)零偏置。發(fā)射極自給偏置電路如圖2.4.7所示。圖2.4.6基極自給偏置電路(a)負(fù)偏置；(b)零偏置圖2.4.7發(fā)射極自給偏置電路自給偏置電路提供的偏壓數(shù)值會(huì)隨輸入信號(hào)幅度Ubm而變化。若Ubm增大，則IB0、IE0增大，負(fù)偏壓亦增大，這種效應(yīng)稱為自給偏置效應(yīng)。自給偏置效應(yīng)能使放大器的工作狀態(tài)變化變小，因而能夠自動(dòng)維持放大器的工作穩(wěn)定。這一特點(diǎn)對(duì)于要求輸出電壓穩(wěn)定(如用于放大載波或調(diào)頻波)的放大器來說是有利的，但對(duì)于要求具有線性放大特性(如用于調(diào)幅波)的放大器來說則是不利的。2.4.2輸出匹配網(wǎng)絡(luò)

高頻功率放大器中都要采用一定形式的回路，以使它的輸出功率能有效地傳輸?shù)截?fù)載(下級(jí)輸入回路或者天線回路)。這種保證外負(fù)載與諧振功率放大器最佳工作要求相匹配的網(wǎng)絡(luò)通常稱為匹配網(wǎng)絡(luò)。如果諧振功率放大器的負(fù)載是下級(jí)放大器輸入阻抗，則應(yīng)采用“輸入匹配網(wǎng)絡(luò)”或“級(jí)間耦合網(wǎng)絡(luò)”；如果諧振功率放大器的負(fù)載是天線或其他終端負(fù)載，則應(yīng)采用“輸出匹配網(wǎng)絡(luò)”。輸出匹配網(wǎng)絡(luò)介于功率管和外接負(fù)載之間，如圖2.4.8所示。對(duì)輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的主要要求如下：

(1)匹配網(wǎng)絡(luò)應(yīng)有選頻作用，充分濾除不需要的直流和諧波分量，以保證外接負(fù)載上僅輸出高頻基波功率。通常，濾波性能的好壞用濾波度Φn表示，即式中，Ic1m、Icnm分別表示集電極電流脈沖中基波分量及

n次諧波分量的幅度；IL1m、

ILnm表示外接負(fù)載中電流基波分量及n次諧波分量的幅度。Φn越大，濾波性能越好。

(2)匹配網(wǎng)絡(luò)還應(yīng)具有阻抗變換作用，即把實(shí)際負(fù)載ZL的阻抗轉(zhuǎn)變?yōu)榧冏栊?，且其?shù)值應(yīng)等于諧振功率放大器所要求的負(fù)載電阻值，以保證放大器工作在所設(shè)計(jì)的狀態(tài)。若要求大功率、高效率輸出，則應(yīng)工作在臨界狀態(tài)，因而需將外接負(fù)載變換為臨界負(fù)載電阻。圖2.4.8匹配網(wǎng)絡(luò)

(3)匹配網(wǎng)絡(luò)應(yīng)能將功率管給出的信號(hào)功率高效率地傳送到外接負(fù)載RL上，即要求匹配網(wǎng)絡(luò)的效率(稱為回路效率ηk)高。(4)在有n個(gè)電子器件同時(shí)輸出功率的情況下，應(yīng)保證它們都能有效地傳送功率給公共負(fù)載，同時(shí)又要盡可能地使這幾個(gè)電子器件彼此隔離，互不影響。

實(shí)際的匹配網(wǎng)絡(luò)中，濾波度Φn和回路效率ηk是矛盾的，一般應(yīng)兼顧考慮。

1.并聯(lián)諧振回路型輸出匹配網(wǎng)絡(luò)

并聯(lián)諧振回路型輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的一般形式如圖2.4.9所示。由圖可見，只要諧振回路的Q值足夠大，它就具有很好的濾波作用；調(diào)整抽頭位置或初、次級(jí)匝數(shù)比，即可完成阻抗變換。為了便于理解，下面舉例加以說明。圖2.4.9并聯(lián)諧振回路型輸出匹配電路

【例2.4.1】諧振功放電路如圖2.4.10(a)所示,其工作

狀態(tài)如圖2.4.10(b)所示,RL=100Ω，f0=30ＭＨz，帶寬BWBPF=1.5MHz，C=100pF,UCC=12V，N1+N2=60匝。計(jì)算

N3、N1和N2。圖2.4.10諧振功放電路(a)輸出匹配網(wǎng)絡(luò)；(b)工作狀態(tài)解：由動(dòng)態(tài)特性可知，諧振功放工作在臨界狀態(tài)。變壓器通過改變其線圈匝數(shù)比值來實(shí)現(xiàn)阻抗變換。

由動(dòng)態(tài)特性可知：

Ucm=UCC－uCEmin=12V－2V=10V

iCmax=0.1A因?yàn)椋?/p>

Ucm=Ic1m·Re=iCmax·α1(θ)·Re

所以：查表A-1可知，a1(θ)≈0.4，因此：由電路理論知：特性阻抗ρ為因此，LC回路兩端的諧振阻抗Re′為

Re′=Qe·ρ=20×50Ω=1000Ω而因此：又因?yàn)椋核裕篘1=N2=30匝

2.濾波器型匹配網(wǎng)絡(luò)

用LC濾波器作匹配網(wǎng)絡(luò)，有L型、Π型、T型等。各種匹配網(wǎng)絡(luò)的阻抗變換特性都是以串、并聯(lián)阻抗轉(zhuǎn)換為基礎(chǔ)的，下面作一介紹。

(1)串、并聯(lián)阻抗轉(zhuǎn)換。若需將電阻、電抗串聯(lián)電路

(Rs、Xs串聯(lián))與它們相并聯(lián)的電路(Rp、Xp并聯(lián))之間作恒等變換，如圖2.4.11所示，則可根據(jù)端導(dǎo)納相等的原則進(jìn)行變換,即圖2.4.11串、并聯(lián)阻抗轉(zhuǎn)換就可得到所需的串、并聯(lián)阻抗轉(zhuǎn)換公式，即

Rp=Rs(1+Q2e)

(2.4.1)

Xp=Xs(2.4.2)式中：(2.4.3)為品質(zhì)因數(shù)，一般都大于1。由式(2.4.1)和式(2.4.2)可見，并聯(lián)形式電阻Rp大于串聯(lián)形式電阻Rs；轉(zhuǎn)換前后電抗性質(zhì)不變，且電抗值相差很小。

(2)L型匹配網(wǎng)絡(luò)。設(shè)有一諧振功放，要求的臨界狀態(tài)電阻為Re，負(fù)載為天線，呈現(xiàn)純阻性rA，且rA<Re，應(yīng)如何設(shè)計(jì)匹配網(wǎng)絡(luò)呢?

首先，因?yàn)閞A<Re，所以rA應(yīng)為串聯(lián)型電阻，令一電抗

與rA相串聯(lián)，則變?yōu)椴⒙?lián)形式時(shí)，電阻可增大，若再進(jìn)一步選取合適的Qe值，使并聯(lián)電阻Rp=Re，則天線電阻rA就可變換為Re。但尚存有一電抗，只要另加一相反性質(zhì)的電抗與之并聯(lián)，使之在信號(hào)頻率上諧振，即可消除其影響。根據(jù)上述原則，就有如圖2.4.12(a)、(b)所示的兩種L型匹配網(wǎng)絡(luò)。

顯然,圖2.4.12(a)為高通網(wǎng)絡(luò)，圖(b)為低通網(wǎng)絡(luò)，具有良好的濾波作用，其應(yīng)用更為廣泛。圖2.4.12(c)、(d)表示了圖(b)L型網(wǎng)絡(luò)的串、并聯(lián)阻抗等效變換。圖2.4.12L型匹配網(wǎng)絡(luò)

L型匹配網(wǎng)絡(luò)如何設(shè)計(jì)呢?

若給定功率管要求的Re，則由式(2.4.1)可得:由式(2.4.3)可得:容易想到，欲使高阻的rA變換為低阻的Re，則應(yīng)使

rA(Rp)先與一電抗Xp相并聯(lián)，成為Rp、Xp的并聯(lián)支路，然后將此Rp、Xp并聯(lián)支路經(jīng)串/并聯(lián)變換等效為Rs、Xs串聯(lián)的形式，就可得低阻的Rs。只要Qe值適當(dāng)，就可使Rs=Re，從而達(dá)到阻抗匹配的目的。至于串聯(lián)電抗Xs的影響，可令一個(gè)相反性質(zhì)的電抗與之串聯(lián)，并在信號(hào)頻率上呈現(xiàn)諧振，便可消除其影響。根據(jù)上述原則，又可得到圖2.4.12(e)、(f)所示的兩種高阻變換為低阻的L型匹配網(wǎng)絡(luò)?？梢钥闯?，圖2.4.12(e)為低通電路，圖(f)為高通電路。因此，圖2.4.12(e)所示的高阻變換為低阻的L型匹配網(wǎng)絡(luò)具有良好的高頻濾波性能，應(yīng)用較為廣泛。

(3)Π型匹配網(wǎng)絡(luò)和T型匹配網(wǎng)絡(luò)。Π型匹配網(wǎng)絡(luò)的形式如圖2.4.13(a)所示。顯然，它可以視做兩節(jié)L型匹配網(wǎng)絡(luò)的級(jí)聯(lián)，如圖2.4.13(b)所示。Π型匹配網(wǎng)絡(luò)的阻抗變換特點(diǎn)是:高→低→高。

T型匹配網(wǎng)絡(luò)的形式如圖2.4.13(c)所示。它同樣可視做兩節(jié)L型匹配網(wǎng)絡(luò)的級(jí)聯(lián)，如圖2.4.13(d)所示。與Π型匹配網(wǎng)絡(luò)相反，T型匹配網(wǎng)絡(luò)的阻抗變換特點(diǎn)是:低→高→低。圖2.4.13Π型匹配網(wǎng)絡(luò)和T型匹配網(wǎng)絡(luò)前面的討論認(rèn)為天線為純電阻rA，但實(shí)際上天線常為阻容性負(fù)載。這時(shí)，可以把它的電容歸入匹配網(wǎng)絡(luò)電抗中，按前面純阻負(fù)載情況進(jìn)行分析。表2.4.1列出了常用匹配網(wǎng)絡(luò)及相應(yīng)設(shè)計(jì)公式。

2.5高效率高頻功率放大器及功率合成技術(shù)

2.5.1高效率高頻功率放大器

1.丁類高頻功率放大器

在丙類高頻功放中，提高集電極效率是依靠減小集電極電流的通角θ來實(shí)現(xiàn)的。這使集電極電流只在集電極電壓uCE為最小值附近的一段時(shí)間內(nèi)流通，從而減小了集電極損耗，提高了效率ηC。若能使集電極電流導(dǎo)通期間，集電極電壓為零或接近于零，則必能進(jìn)一步提高效率。丁類功率放大器就是根據(jù)這一原理設(shè)計(jì)的高效功放。圖2.5.1電壓開關(guān)型丁類放大器(a)原理電路；(b)等效電路；(c)波形電壓開關(guān)型電路如圖2.5.1(a)所示。兩個(gè)同型NPN管V1、V2串聯(lián)，并加上電源電壓UCC。輸入變壓器使V1、V2由相位相反的大電壓驅(qū)動(dòng)，因而V1、V2輪流接通。負(fù)載電阻RL與

L0、C0構(gòu)成一高Q串聯(lián)諧振回路，并調(diào)諧于激勵(lì)信號(hào)頻率。如果忽略管子導(dǎo)通時(shí)的飽和壓降，則兩個(gè)晶體管就可等效為圖2.5.1(b)所示的單刀雙擲開關(guān)。管子輸出端電壓在零和UCC間輪流變化，如圖2.5.1(c)所示。在uce2開關(guān)方波電壓的激勵(lì)下，由L0、C0組成的調(diào)諧于方波中基頻的高Q串聯(lián)諧振電路，使方波中基頻分量直接作用到負(fù)載上，而阻止高次諧波電流流過RL，在負(fù)載RL上可得信號(hào)頻率的正弦波電壓，如圖2.5.1(c)所示，從而實(shí)現(xiàn)了高頻放大。理想情況下，兩管集電極損耗均為零，效率可為100%。實(shí)際上，丁類放大器的效率低于100%。引起效率下降的主要原因有兩個(gè)：一是晶體管飽和壓降UCE(sat)不為零，導(dǎo)通時(shí)有損耗；二是激勵(lì)電壓幅度有限，且管子存在電容效應(yīng)，由截止到飽和，或者由飽和到截止，電壓uce2、uce1有上升邊和下降邊。在此期間已有集電極電流，也就有了功率損耗。另外，工作頻率越高，損耗也越大。考慮到這些因素以后，丁類功放效率可達(dá)90%左右。丁類放大器的激勵(lì)電壓可以是正弦波，也可以是其他脈沖波形，但都應(yīng)足夠大，使管子迅速飽和或截止。

開關(guān)型丁類放大器的主要優(yōu)點(diǎn)是效率高，輸出功率大，但工作頻率很高時(shí)，效率將下降，且由于工作在開關(guān)狀態(tài)，因此不適于放大振幅變化的信號(hào)。另外，兩管交替工作的瞬間有可能兩管同時(shí)導(dǎo)通或同時(shí)

截止，從而導(dǎo)致管子損壞或效率降低。因此，可將雙管電路改成單管電路且使瞬態(tài)響應(yīng)最佳，從而使uCE最大時(shí)iC為零，uCE為零時(shí)iC最大，這便是戊類高頻功率放大器。

2.戊類高頻功率放大器

戊類功率放大器的原理電路如圖2.5.2(a)所示。它用單管作開關(guān)，驅(qū)動(dòng)無源負(fù)載網(wǎng)絡(luò)。無源網(wǎng)絡(luò)由接在集電極和負(fù)載之間的L0、C0、C串聯(lián)諧振回路構(gòu)成，電容C包括管子輸出電容C1和為達(dá)到所需性能而外接的電容C2。圖2.5.2戊類放大器(a)原理電路；(b)波形;(c)等效電路對(duì)戊類放大器的分析，基于如下假定：

(1)扼流圈LC電抗很大，流過它的電流Idc為常數(shù)。

(2)串聯(lián)諧振電路L0、C0的Q值極高，輸出電流、電壓均為正弦波形。

(3)晶體管被驅(qū)動(dòng)作為開關(guān)，或是接通(端電壓為零)，或是斷開(通過它的電流為零)，如圖2.5.2(b)所示。

(4)電容C和電壓無關(guān)，即不存在參變效應(yīng)。

戊類放大器的等效電路如圖2.5.2(c)所示。要得到圖2.5.2(b)所示的波形，則要求晶體管開關(guān)時(shí)間短，不會(huì)同時(shí)出現(xiàn)大電壓、大電流情況，在開關(guān)斷開時(shí)，

要保證集電極電流iS確實(shí)下降為零后，集電極電壓才開始上升，在開關(guān)接通時(shí)，要保證電壓uCE確實(shí)下降為零后，集電極電流才開始上升。為此，網(wǎng)絡(luò)對(duì)激勵(lì)信號(hào)頻率失諧以保證網(wǎng)絡(luò)兩端高頻電壓為脈沖波。正確設(shè)計(jì)網(wǎng)絡(luò)元件參量，使網(wǎng)絡(luò)的瞬態(tài)響應(yīng)在電容C兩端電壓下降為零時(shí)，晶體管才能導(dǎo)通，而晶體管截止后，電容上的電壓才緩緩上升，為此必須正確設(shè)計(jì)網(wǎng)絡(luò)，以保證最佳狀態(tài)。2.5.2功率合成技術(shù)

一個(gè)理想的功率合成電路除應(yīng)能無損失地合成各功率放大器的輸出功率外，還應(yīng)有很好的隔離作用，即任一放大器工作狀態(tài)的變化不應(yīng)引起其他放大器狀態(tài)的變化，以免影

響輸出功率。另外，功率合成所用器件多，為使結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，性能可靠，放大器均不帶調(diào)諧元件，而采用寬帶工作方式。功率合成電路的類型很多，這里只簡(jiǎn)略介紹工作在短波段或超短波段的用傳輸線變壓器構(gòu)成的功率合成電路。

功率合成器的組成框圖如圖2.5.3所示。圖中，三角形代表晶體管功率放大器；菱形代表功率分配或合成電路(無源器件)，這些功率分配或合成電路是由傳輸線變壓器構(gòu)成的3dB耦合器；虛線方框?yàn)楣β屎铣善鞯幕締卧?。圖2.5.3功率合成器的組成框圖圖2.5.4所示為一種基本單元線路，稱為同相功率合成器。Tr1為功率分配器的傳輸線變壓器，Tr2為功率合成器，當(dāng)V1、V2兩晶體管的輸入電阻相等時(shí)，兩管輸入電壓與耦合器的輸入電壓相等，即A=

B=

1，而Rd1=2RA=2RB=4Rs。當(dāng)其中一管的輸入阻抗偏離上述值時(shí)，由于平衡電阻Rd1的隔離作用，另一管子的輸入電壓不會(huì)因此而變化。圖2.5.4同相功率合成電路(a)原理圖；(b)等效電路在晶體管輸出端，正常工作時(shí)，兩管輸出電壓相同，且等于負(fù)載電壓，即A′=

B′=

L，由于負(fù)載上的電流加倍，因此負(fù)載上的功率是兩管輸出功率之和，即PL=0.5A′·(2Ic1)=2P1，此時(shí)平衡電阻Rd上無功率損耗。當(dāng)兩個(gè)晶體管因各種因素造成輸出電壓變化而不完全平衡時(shí)，相當(dāng)于圖2.5.4(b)等效電路中B和RB′發(fā)生變化。根據(jù)3dB耦合器原理，A′由A產(chǎn)生，B′由B產(chǎn)生，B′變化不會(huì)引起A′變化。當(dāng)B′=0時(shí)，負(fù)載電流減小一半，功率則減小為原來的1/4，V1管輸出的另一半功率消耗在平衡電阻Rd上。R圖2.5.5所示為反相功率合成器的原理線路。圖中，Tr1、Tr2為功率分配和合成電路，信號(hào)源和負(fù)載分別接在兩個(gè)耦合器的差端，平衡電阻Rd1、Rd分別接在耦合器的和端。這種電路的工作原理與推挽功率放大器類似，但由于A、B間與A′、B′間有隔離作用，因而同樣也不會(huì)因?yàn)橐粋€(gè)管子的性能變化或損壞而影響另一個(gè)管子的正常安全工作。圖2.5.5反相功率合成器

2.6集成器件與應(yīng)用電路舉例

圖2.6.1所示為一工作頻率為160MHz的諧振功率放大器，它向50Ω的外接負(fù)載提供13W功率，功率增益為9dB。圖2.6.1諧振功放應(yīng)用電路由圖可見，基極采用自給偏置，由高頻扼流圈LB中的直流電阻產(chǎn)生很小的負(fù)偏壓。集電極采用并饋，LC為高頻扼流圈，

CC為旁路電容。在放大器輸入端采用T型匹配網(wǎng)絡(luò)，調(diào)節(jié)C1、C2使得功率管的輸入阻抗在工作頻率上變換為前級(jí)放大器所要求的50Ω匹配電阻。放大器的輸出端采用L型匹配網(wǎng)絡(luò)，調(diào)節(jié)C3、C4，使得50Ω的外接負(fù)載電阻在工作頻率上變換為放大器所要求的匹配電阻。本章小結(jié)

本章講述了諧振功率放大器的工作原理、工作狀態(tài)、分析方法和電路設(shè)計(jì)。

（1）諧振功放是丙類功率放大器，通角小于90°，輸出電流是余弦脈沖，經(jīng)過LC并聯(lián)諧振回路的選頻濾波，得到正弦輸出電壓。諧振功放通過減小直流功耗來提高效率。（2）諧振功放有臨界、欠壓和過壓三種工作狀態(tài)。工作狀態(tài)與可調(diào)參數(shù)的關(guān)系具體表現(xiàn)為負(fù)載特性、集電極調(diào)制特性、基極調(diào)制特性和放大特性。工作狀態(tài)會(huì)影響到交流輸出電壓的振幅和輸出電流的各個(gè)頻率分量的幅度或振幅，進(jìn)而影響功率和效率。臨界狀態(tài)下功率最大，效率最高，是最佳工作狀態(tài)。（3）諧振功放的工作狀態(tài)可以用動(dòng)態(tài)特性曲線判斷?？梢愿鶕?jù)輸入、輸出信號(hào)的參數(shù)作出動(dòng)態(tài)特性曲線；反之，

也可以根據(jù)動(dòng)態(tài)特性曲線計(jì)算輸入、輸出信號(hào)的參數(shù)?？梢杂弥C振功放輸入回路的電壓計(jì)算通角，也可以用輸出回路的電壓計(jì)算通角。（4）諧振功放的電路設(shè)計(jì)分為基極饋電和集電極饋電，二者的實(shí)現(xiàn)都有串聯(lián)饋電和并聯(lián)饋電兩種基本形式?；鶚O回路的負(fù)偏置電壓可以通過自給偏置獲得，又分為基極自給偏置和發(fā)射極自給偏置兩種設(shè)計(jì)。諧振功放通過輸出匹配網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)阻抗變換，以滿足功率傳輸要求。思考題和習(xí)題

2-1有一諧振功放，設(shè)計(jì)時(shí)希望其工作于臨界狀態(tài)，然而實(shí)測(cè)時(shí)發(fā)現(xiàn)其輸出功率Po僅達(dá)設(shè)計(jì)值的20%，集電極交流電壓振幅Ucm=0.3UCC，集電極直流電流略大于設(shè)計(jì)值，該功放實(shí)際工作于什么狀態(tài)?其原因可能是什么?

2-2一諧振功放如圖P2-1所示，試為下列各題選取一正確答案。

(1)該功放的通角θ為：(a)θ>90°；(b)θ=90°；

(c)θ<90°。

(2)放大器的工作狀態(tài)：(a)由UCC、UBB決定；(b)由Ucm、Ubm決定；(c)由uBEmax、uCEmin決定。

圖P2-1

(3)若要求高效率、大功率，諧振功放應(yīng)工作于：(a)欠壓狀態(tài)；(b)臨界狀態(tài)；(c)過壓狀態(tài)。

(4)當(dāng)把圖P2-1中的A點(diǎn)往上移動(dòng)時(shí)，放大器的等效阻抗將:(a)增大；(b)不變；(c)減小。相應(yīng)的工作狀態(tài)是：(a)向欠壓狀態(tài)變化；(b)向過壓狀態(tài)變化；(c)不變。圖P2-2

2-4一諧振功放的輸出功率Po=5W,UCC=24V。

(1)當(dāng)集電極效率ηC=60%時(shí)，計(jì)算集電極功耗PC和集電極電流直流分量IC0。

(2)若保持Po不變，將ηC提高到80%，此時(shí)PC為多少?

2-5設(shè)一諧振功放，偏壓UBB等于截止電壓UBE(on)，分別用圖P2-3所示的正弦波和方波兩種輸入信號(hào)作激勵(lì)。若保持兩種情況下的激勵(lì)電壓振幅、電源電壓UCC相同，且均工作于臨界狀態(tài)。

（1）計(jì)算兩種情況下的集電極效率之比ηC正∶ηC方。

（2）定性畫出兩種情況下的動(dòng)態(tài)特性曲線及電流iC、電壓uCE的波形。若工作于過壓狀態(tài)，該如何畫出?圖P2-3

2-6設(shè)一諧振功放，其通角分別為180°、90°和60°。(1)若在上述三種情況下，放大器均工作于臨界狀態(tài)，且UCC、iCmax亦相同，試在同一圖上畫出各自的動(dòng)態(tài)特性，并分別計(jì)算它們的效率之比以及輸出功率之比(皆取θ=180°時(shí)為1)。

(2)放大器的UCC、Re、uBEmax均相同，僅當(dāng)θ=180°時(shí)工作于臨界，重復(fù)(1)題之計(jì)算。

2-7一諧振功放原工作于臨界，θ=75°，若保持激勵(lì)信號(hào)的幅度不變，頻率降低為原來的一半，此時(shí)工作于何種狀態(tài)?計(jì)算兩者輸出功率之比，即Po倍∶Po放。

2-8一諧振功放的晶體管轉(zhuǎn)移特性如圖P2-4所示。

(1)作放大器時(shí)，給定iCmax=500mA,θ=70°，計(jì)算

UBB和Ubm。

(2)作三倍頻器時(shí)，若iCmax=500mA，計(jì)算三次諧波輸出最大時(shí)的UBB和Ubm。圖P2-4

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