第六章混頻6.1混頻信號6.2混頻原理6.3混頻器的主要性能指標6.4接收機混頻電路的干擾和失真6.5集成器件與應用電路舉例本章小結(jié)思考題和習題

6.1混頻信號

為了論述簡明,混頻前的已調(diào)波,不論是高頻已調(diào)波還是中頻已調(diào)波,統(tǒng)一記為us,混頻后的已調(diào)波統(tǒng)一記為ui,其載波頻率記為ωi。

因為混頻不影響調(diào)制信號對載波的作用,所以在時域上,如果混頻前的已調(diào)波us是普通調(diào)幅信號,則混頻后的已調(diào)波ui

的包絡線沒有變化,只是在包絡線約束下的振蕩頻率(即載波頻率)發(fā)生了變化,如圖6.1.1(a)所示,在頻域上,混頻與振幅調(diào)制和解調(diào)一樣,實現(xiàn)頻譜的線性搬移,如圖6.1.1(b)所示?；祛l前后已調(diào)波的頻譜結(jié)構(gòu)沒有變化,只是中心的載波頻率發(fā)生了改變。圖6.1.1混頻對已調(diào)波的改變

在實現(xiàn)上,用乘法器將混頻前的已調(diào)波us與本振信號ul

相乘,并通過帶通濾波器濾波,就得到混頻后的已調(diào)波ui

,us的載波頻率ωc和ul

的頻率ωl

的和ωl+ωc或差ωl-ωc就是ui

的載波頻率ωi,如圖6.1.2所示。根據(jù)乘法器相乘的結(jié)果kMusul

的頻譜,選用其他中心頻率ω0

的帶通濾波器,可以得到其他載波頻率的ui,如ωi=3ωl±ωc。圖6.1.2用乘法器實現(xiàn)混頻

6.2混頻原理

同振幅調(diào)制一樣,混頻用的乘法器可以采用非線性器件或線性時變電路的原理來實現(xiàn)。在接收機中,低噪聲放大器送出的高頻已調(diào)波是小信號,而本振信號相對是大信號,所以混頻器的實現(xiàn)主要采用了線性時變電路的原理。

由于混頻器位于接收機前端,是接收機噪聲的主要來源之一,所以應該選擇低噪聲器件減少混頻器的噪聲。考慮到各種器件噪聲的頻域分布特點,不同信號頻段混頻器線性時變電路的實現(xiàn)形式不同,在中頻和高頻頻段可以采用模擬乘法器和差分對放大器實現(xiàn),在高頻和甚高頻頻段可以采用晶體管放大器、場效應管放大器和雙柵MOSFET放大器實現(xiàn),在特高頻、超高頻和極高頻頻段則可以采用二極管實現(xiàn)。

6.2.1晶體管放大器混頻

晶體管放大器混頻的原理電路如圖6.2.1所示。以下混頻為例,設(shè)高頻已調(diào)波us=usmcosωct(對普通調(diào)幅信號,時變振幅usm=Usm(1+macosΩt),對雙邊帶調(diào)制信號,usm=UsmcosΩt),本振信號ul=Ulmcosωlt,Ulm

?Usm

,晶體管的工作狀態(tài)取決于ul。使LC并聯(lián)諧振回路的諧振頻率ω0=ωi=ωl-ωc,則集電極電流iC中的中頻電流可以濾波產(chǎn)生電壓輸出,得到中頻已調(diào)波ui。下面確定中頻電流。忽略晶體管的輸出電壓uCE的影響,晶體管的轉(zhuǎn)移特性,即iC和晶體管的輸入電壓uBE的關(guān)系可以表示為

其中,UBB為基極回路的直流電壓源。對us而言,UBB+ul

是時變靜態(tài)工作點Q對應的晶體管的輸入電壓,稱為時變靜態(tài)電壓,在其附近將iC

展開成有關(guān)us的泰勒級數(shù),并作線性近似,得

式中,I0(t)為時變靜態(tài)電流,而g(t)為時變電導,它們分別是us為零、交流輸入電壓僅有直流偏置電壓和本振信號時有源器件的輸出電流和交流跨導。圖6.2.1晶體管放大器混頻

I0(t)和g(t)的波形如圖6.2.2所示,可以分別利用晶體管的轉(zhuǎn)移特性和跨導特性,根據(jù)ul

的波形幾何投影得到。圖6.2.2I0(t)和g(t)的波形

【例6.2.1】晶體管放大器上混頻電路和晶體管的轉(zhuǎn)移特性如圖6.2.3所示。中頻已調(diào)波us=Usm(1+macosΩt)cosωct,本振信號ul=Ulmcosωlt,Ulm?Usm

,基極回路的直流電壓源UBB提供晶體管的導通電壓UBE(on),LC并聯(lián)諧振回路的諧振頻率ω0=3ωl+ωc,帶寬BWBPF?2Ω,諧振電阻為Re。寫出時變靜態(tài)電流I0(t)和時變電導g(t)的表達式并畫出波形,寫出混頻跨導gc

和高頻已調(diào)波ui

的表達式。圖6.2.3晶體管上混頻電路和轉(zhuǎn)移特性圖6.2.4I0(t)和g(t)的波形

根據(jù)晶體管放大器的組態(tài)以及已調(diào)波和本振信號的輸入位置,常用的晶體管混頻電路有四種基本結(jié)構(gòu),如圖6.2.5所示。圖6.2.5(a)和圖(b)中,混頻前的已調(diào)波us從基極輸入,對其而言,電路為共發(fā)射極放大器,頻率較低時,混頻增益較大,輸入阻抗也較大,因此在us頻率較低時適用。us頻率較高時,需要用高頻時混頻增益和輸入阻抗都較大的共基極放大器,如圖6.2.5(c)和圖(d)所示。圖6.2.5(a)和圖(c)中,us和本振信號ul

直接耦合,當二者頻率相對接近時,頻率牽引現(xiàn)象比較嚴重,ul

的頻率受到us

的干擾而發(fā)生變化,此時應該采用圖(b)和圖(d)的接法,從晶體管的另一個輸入端引入ul

。圖6.2.5晶體管混頻電路的基本結(jié)構(gòu)

6.2.2場效應管放大器混頻

作為平方律器件,場效應管混頻漏極電流的泰勒級數(shù)展開式中沒有關(guān)于已調(diào)波的高階項,消除了高階項產(chǎn)生的無用頻率分量造成的失真。圖6.2.6所示的原理電路中,場效應管的漏極電流:圖6.2.6場效應管放大器混頻

其中,UGG為柵極回路的直流電壓源。在時變靜態(tài)電壓UGG+ul

附近對iD

作基于泰勒級數(shù)展開的線性近似,有

場效應管的轉(zhuǎn)移特性呈平方律,而跨導特性則呈線性。ul

的波形經(jīng)過幾何投影得到的I0(t)和g(t)的波形如圖6.2.7所示。圖6.2.7I0(t)和g(t)的波形

【例6.2.2】場效應管放大器下混頻電路和場效應管的轉(zhuǎn)移特性如圖6.2.8所示。高頻已調(diào)波us=UsmcosΩtcosωct,本振信號ul=Ulmcosωlt,Ulm?Usm,柵極回路的直流電壓源UGG提供場效應管的夾斷電壓UGS(off),LC并聯(lián)諧振回路的諧振頻率ω0=ωl-ωc,帶寬BWBPF?2Ω,諧振電阻為Re。寫出時變靜態(tài)電流I0(t)和時變電導g(t)的表達式并畫出波形,寫出混頻跨導gc

和中頻已調(diào)波ui

的表達式。圖6.2.8場效應管下混頻電路和場效應管的轉(zhuǎn)移特性

解:因為UGG=UGS(off),所以在Ulm?Usm

的條件下,場效應管的工作狀態(tài)近似取決于ul

的正負。利用單向開關(guān)函數(shù)k1(ωlt),漏極電流:圖6.2.9I0(t)和g(t)的波形

6.2.3雙柵MOSFET放大器混頻

雙柵MOSFET有兩個柵極,分別用G1

和G2

表示,其電路符號和轉(zhuǎn)移特性如圖6.2.10(a)所示,漏極電流受到柵源電壓uG1S和uG2S的共同控制,記為iD(uG1S,uG2S)。圖6.2.10雙柵MOSFET混頻

因為漏柵電容很小,所以雙柵MOSFET混頻電路的工作頻率較高,而且混頻前的已調(diào)波和本振信號從兩個柵極分別輸入,明顯減小了二者之間的耦合,不容易發(fā)生頻率牽引。

晶體管放大器混頻和場效應管放大器混頻的電路設(shè)計中,可以采用平衡對消技術(shù)實現(xiàn)平衡混頻。圖6.2.11晶體管放大器平衡混頻圖6.2.12推挽式場效應管放大器混頻

6.2.4差分對放大器混頻

振幅調(diào)制中用到的差分對放大器和雙差分對放大器,在輸入已調(diào)波和本振信號時,也可以實現(xiàn)混頻。雙端輸出時,差分對放大器實現(xiàn)單平衡混頻,而雙差分對放大器則實現(xiàn)雙平衡混頻。圖6.2.13差分對放大器混頻

【例6.2.3】雙端輸出的雙差分對放大器上混頻電路如圖6.2.14所示。圖中,本振信號ul=52cos(2π×965×103t)mV,中頻已調(diào)波us

=0.1cos(2π×175×103t)V,電阻RE=1kΩ,LC并聯(lián)諧振回路的諧振頻率f0=1140kHz,諧振電阻Re=10kΩ。計算高頻已調(diào)波ui。圖6.2.14雙差分對放大器上混頻電路

6.2.5二極管混頻

晶體管放大器混頻、場效應管放大器混頻、差分對放大器混頻和雙差分對放大器混頻都稱為有源混頻,可以獲得混頻增益;二極管混頻屬于無源混頻,存在混頻損耗。二極管便于構(gòu)成單平衡混頻電路和雙平衡混頻電路,即環(huán)形混頻電路,通過平衡對消技術(shù),減少無用頻率分量。

圖5.3.20所示的二極管調(diào)幅原理電路中,把調(diào)制信號uΩ

和載波uc

分別換成混頻前的已調(diào)波us

和本振信號ul,就構(gòu)成了二極管混頻原理電路,如圖6.2.15所示。圖6.2.15二極管混頻

【例6.2.4】二極管平衡下混頻電路如圖6.2.16(a)所示,已知高頻已調(diào)波為us=Usm(1+macosΩt)cosωct,本振信號ul=Ulmcosωlt,Ulm?Usm

,帶通濾波器的中心頻率即中頻頻率ω0=ωi=3ωl-ωc。寫出中頻已調(diào)波ui的表達式。

解:不考慮帶通濾波器時,原電路的等效電路如圖6.2.16(b)所示。設(shè)二極管VD1和VD2的交流電阻為rD。當ul>0時,VD1導通,VD2截止,RL中的電流:圖6.2.16二極管平衡下混頻

【例6.2.5】二極管環(huán)形下混頻電路如圖6.2.17(a)所示。圖中,串聯(lián)電阻RD用來減小二極管伏安特性的非線性產(chǎn)生的失真,高頻已調(diào)波us=UsmcosΩtcosωct,本振信號ul=Ulmcosωlt,Ulm?Usm,帶通濾波器的中心頻率即中頻頻率ω0=ωi=ωl-ωc。寫出中頻已調(diào)波ui的表達式。圖6.2.17二極管環(huán)形混頻圖6.2.17二極管環(huán)形混頻

6.2.6電阻型場效應管混頻

電阻型場效應管混頻的輸出回路上沒有直流電壓源,所以也稱為無源場效應管混頻,其主要優(yōu)點是非線性失真小。圖6.2.18電阻型場效應管混頻

6.3混頻器的主要性能指標

混頻器的性能可以用以下指標衡量。(1)混頻增益和混頻損耗。晶體管混頻器和場效應管混頻器是有源混頻器,它們在混頻的同時,還可以放大信號的功率,混頻增益是混頻后的已調(diào)波功率Pi與混頻前的已調(diào)波功率Ps之比,即對無線電接收機,混頻增益越大,輸出信噪比就越大,接收靈敏度就越高。

二極管混頻器是無源混頻器,混頻后信號功率會減小,混頻損耗定義為混頻前的已調(diào)波功率Ps與混頻后的已調(diào)波功率Pi

之比,即

混頻損耗主要是由電路匹配不佳致使功率反射、二極管PN結(jié)功率損耗以及混頻中無關(guān)頻率分量攜帶功率所造成的。

(2)噪聲系數(shù)。噪聲系數(shù)定義為混頻器的輸入功率信噪比Ps/Pni與輸出功率信噪比Pi/Pno的比值:

由于混頻器內(nèi)部存在噪聲源,如器件噪聲和電阻熱噪聲,使得輸出噪聲功率Pno大于輸入噪聲功率Pni,所以10lg(Pno/Pni)>0,NF>-Kc。NF越大,經(jīng)過混頻器后功率信噪比下降越明顯,說明混頻器內(nèi)部噪聲越大。

(3)1dB壓縮電平。混頻前的已調(diào)波us的功率Ps遠小于本振信號ul

的功率時,混頻電路的線性時變工作狀態(tài)近似只受ul的控制,混頻增益Kc基本不變,混頻后的已調(diào)波ui的功率Pi

與Ps成線性關(guān)系,斜率即為Kc。隨著Ps

的增大,混頻電路的時變工作狀態(tài)逐漸開始受到us

的影響,變?yōu)榉蔷€性時變工作狀態(tài)。濾波前,輸出電流的表達式中出現(xiàn)了us

的非線性項,如u2s、u3s

等,它們分出了us

的部分功率,導致Pi

的增大變得緩慢,不再與Ps

成線性關(guān)系,即Kc

開始變小,如圖6.3.1所示。圖6.3.11dB壓縮電平圖6.3.2輸入三階互調(diào)截點

(5)功率隔離度。理論上,混頻器的本振信號、高頻已調(diào)波和中頻已調(diào)波三個端口之間應該彼此隔離,任一端口上的功率不應泄漏到其他端口。實際電路中,各個端口之間總有很小的功率泄漏,包括本振高頻端口功率泄漏、本振中頻端口功率泄漏以及高頻中頻端口功率泄漏。功率隔離度用來衡量功率泄漏的程度,定義為本端口功率與泄漏到其他端口的功率之比,用分貝數(shù)表示,取值越大,表示兩個端口之間的功率隔離度越好。

除以上指標外,為了克服組合頻率干擾,混頻電路中,混頻前的已調(diào)波輸入回路和混頻后的已調(diào)波輸出回路應該有良好的頻率選擇性,如采用高Q值的LC并聯(lián)諧振回路或集中選頻濾波器。

6.4接收機混頻電路的干擾和失真

混頻電路是非線性電路,同時,下混頻電路的高頻已調(diào)波回路的頻率選擇性較差時,其他頻率的干擾信號會竄入,這兩個因素單獨或共同作用,將會導致接收機混頻電路存在四種干擾,即高頻已調(diào)波與本振信號的組合頻率干擾,干擾信號與本振信號的寄生通道干擾,干擾信號與高頻已調(diào)波的交叉調(diào)制干擾,以及干擾信號之間的互調(diào)干擾。

6.4.1高頻已調(diào)波與本振信號的組合頻率干擾

不失一般性,考慮到晶體管、場效應管轉(zhuǎn)移特性和二極管伏安特性的非線性,混頻電路中輸出電流由高頻已調(diào)波和本振信號的n階項anupluqs構(gòu)成,其中p、q=0,1,2,…,階數(shù)n=p+q。當p=q=1時,對應的二階項包括有用的頻率分量,頻率為fi=fl-fs,將產(chǎn)生下混頻輸出的中頻已調(diào)波。其他頻率分量的頻率可以表示為組合頻率±pfl±qfs,當組合頻率落在fi附近且在中頻帶寬BWBPF之內(nèi)時,就可以形成干擾,造成干擾哨聲,影響混頻后的輸出,這種干擾稱為組合頻率干擾。

產(chǎn)生組合頻率干擾的條件為

因為階數(shù)n越高,組合頻率分量的振幅越小,干擾就越弱,所以一般只考慮n≤5時的較強干擾。經(jīng)分析,此時的干擾包括以下四種情況:

上述干擾中,p=0、q=1和p=1、q=2的組合因為階數(shù)n較低,所以干擾比較明顯。為了避免或減弱組合頻率干擾,可以通過選擇平方律器件,或設(shè)置合適的直流靜態(tài)工作點,使器件盡量工作在平方律范圍內(nèi),從而消除或減小高階項,也可以調(diào)低高頻已調(diào)波和本振信號的振幅,從而減小組合頻率分量的振幅。參照高頻已調(diào)波的頻率,選擇適當?shù)闹蓄l頻率,使之避開上述(1)~(4)的情況,也是避免組合頻率干擾的常用方法。

【例6.4.1】接收機的中頻頻率fi=465kHz,中頻帶寬BWBPF=8kHz,分別對fs1=933kHz和fs2=921kHz的高頻已調(diào)波接收時,是否存在高頻已調(diào)波與本振信號的組合頻率干擾?

6.4.2干擾信號與本振信號的寄生通道干擾

除正常接收的高頻已調(diào)波外,其他頻率的干擾信號與本振信號的組合頻率也可能落在中頻帶寬BWBPF之內(nèi),造成接收機接收到干擾信號,這種干擾稱為寄生通道干擾。設(shè)干擾信號的頻率為fn,則發(fā)生寄生通道干擾的條件為

將fi=fl-fs

代入上式,得到以中頻頻率fi對頻率為fs

的高頻已調(diào)波接收時,產(chǎn)生寄生通道干擾的干擾信號頻率:

p、q取不同的值,可以得到多個fn,但是只有p+q≤5時,干擾才比較明顯。比較強的干擾包括中頻干擾和鏡像干擾。

1.中頻干擾

中頻干擾對應p=0、q=1。此時fn≈fi,即干擾信號頻率就是中頻頻率。對中頻干擾信號,混頻器等同于放大器,使之順利通過并最終造成干擾,而且由于混頻器的放大增益大于混頻增益,前者約為后者的4~16倍,所以中頻干擾一旦存在,影響就比較明顯。

中頻干擾可以在混頻前濾波去除,包括提高混頻器輸入回路的頻率選擇性,或者在前級高頻放大器中接入中頻帶阻濾波器或高通濾波器,要求能夠?qū)崿F(xiàn)30dB以上的中頻抑制比。調(diào)幅廣播的fi=465kHz,接收頻率范圍是535~1605kHz,所以不存在中頻干擾。

2.鏡像干擾

鏡像干擾對應p=1,q=1。此時fn≈fl+fi,而fs=fl-fi。不難看出,干擾信號是以本振頻率為中心的已調(diào)波信號的鏡像。鏡像干擾信號經(jīng)歷與高頻已調(diào)波同樣的混頻,且混頻增益相同。

濾波同樣也可以用來去除鏡像干擾。為了提高濾波效果,可以增大中頻頻率來加大鏡像干擾信號和高頻已調(diào)波的頻率差。

【例6.4.2】某接收機的接收頻率范圍是2~30MHz,中頻頻率fi=1.3MHz,當接收fs=2.65MHz的電臺信號時,舉例說明還可能受到哪些頻率的電臺信號的寄生通道干擾。

解:由式(6.4.1)計算出的fn只要落在接收機的接收頻率范圍內(nèi),該頻率的電臺信號就可能造成寄生通道干擾

(1)p=0,q=1時,fn≈fi=1.3MHz,因為fn不在接收機的接收頻率范圍內(nèi),所以該頻率的電臺信號不造成中頻干擾。

6.4.3干擾信號與高頻已調(diào)波的交叉調(diào)制干擾

設(shè)混頻器的本振信號ul=Ulmcosωlt,混頻前的高頻已調(diào)波us=usmcosωct,同時混頻器的輸入端還存在干擾信號un=unmcosωnt,則輸出電流中的四階項展開式包括:

展開結(jié)果中的第一項代表下混頻獲得的中頻電流,但是該中頻電流的時變振幅不僅與已調(diào)波的時變振幅usm

有關(guān),還正比于干擾信號的時變振幅unm

的平方,于是經(jīng)過檢波,在接收到有用信號的同時,也會同時收到干擾信號,這種干擾稱為交叉調(diào)制干擾。

交叉調(diào)制干擾的強度(即3a4u2nmUlmusm)與有用信號的強度(即usm)呈正比,當有用信號消失時,干擾也就不存在了。交叉調(diào)制干擾對干擾信號的頻率沒有要求,只要較強的干擾信號到達混頻器,就會產(chǎn)生交叉調(diào)制干擾。

6.4.4干擾信號之間的互調(diào)干擾

混頻器的輸入端存在多個不同頻率的干擾信號時,其互調(diào)組合頻率可能落在高頻已調(diào)波頻率附近,與高頻已調(diào)波一起經(jīng)過混頻,造成干擾哨聲,這種干擾稱為互調(diào)干擾。

互調(diào)干擾要求同時存在兩個以上的干擾信號,而且干擾信號的頻率需要滿足一定的關(guān)系。

交叉調(diào)制干擾和互調(diào)干擾都來源于輸出電流的高階項,所以其根本解決方法是應用平方律器件,或使器件工作在平方律范圍內(nèi),以去除或減小高階項。提高前級高頻放大器抑制干擾的能力,減小干擾信號的強度,也可以減弱這兩種干擾。

6.4.5包絡失真

隨著高頻已調(diào)波振幅的增大,混頻電路從線性時變工作狀態(tài)逐漸過渡到非線性時變工作狀態(tài),振幅增益隨之減小,導致混頻后中頻已調(diào)波的時變振幅和混頻前高頻已調(diào)波的時變振幅不再維持正比,而表現(xiàn)為非線性關(guān)系,于是混頻后中頻已調(diào)波的包絡線不能正確反映混頻前高頻已調(diào)波的包絡線,造成包絡失真。

6.4.6強信號阻塞

當強干擾信號輸入混頻器時,干擾信號使混頻電路的時變靜態(tài)工作點進入非線性區(qū),導致混頻后中頻已調(diào)波的功率下降,無法實現(xiàn)正常接收,造成強信號阻塞。例如,晶體管混頻器在強干擾下,其時變靜態(tài)工作點進入飽和區(qū)或截止區(qū),混頻增益明顯減小甚至為零,影響中頻已調(diào)波的功率。

6.5集成器件與應用電路舉例

混頻電路可以用集成模擬乘法器如MC1596實現(xiàn),也可以采用專用集成器件,如AD8343、MAX9996等。通過適當?shù)脑O(shè)計可以使晶體管在實現(xiàn)混頻的同時,構(gòu)成正弦波振蕩器,產(chǎn)生本振信號,供混頻使用,這種結(jié)合了混頻和本振信號產(chǎn)生的電路稱為變頻器。二極管混頻器結(jié)構(gòu)簡單,輸入動態(tài)范圍大,線性好,噪聲系數(shù)小,抗干擾能力強,端口之間的功率隔離度好,使用頻帶寬,特別適用于微波范圍。應用于微波波段的二極管環(huán)形混頻器已經(jīng)做成了整體封裝形式的系列產(chǎn)品,如SRA1。

6.5.1AD8343混頻器

AD8343高性能寬帶有源混頻器主要用于蜂窩基站、無線局域網(wǎng)、衛(wèi)星轉(zhuǎn)換器等,可以實現(xiàn)已調(diào)波頻率到2.5GHz的混頻。AD8343混頻器的混頻增益為7.1dB,噪聲系數(shù)為14.1dB,1dB壓縮電平為2.8dBm,輸入三階互調(diào)截點為16.5dBm,可以接收-10dBm的本振信號輸入功率,輸入阻抗為50Ω,直流輸入電壓為5V,標準直流輸入電流為50mA,低功耗時降至20μA以下。

AD8343的內(nèi)部電路如圖6.5.1所示,包括直流偏置單元、本振驅(qū)動單元和混頻核心單元。圖6.5.1AD8343的內(nèi)部電路

圖6.5.2為一AD8343上混頻電路,可將150MHz的已調(diào)波混頻為1900MHz的已調(diào)波。圖6.5.2中,通過使用1∶1的傳輸線變壓器Tr1構(gòu)成的不平衡平衡轉(zhuǎn)換器把150MHz已調(diào)波變?yōu)橐粚Ψ聪嘈盘?電感L1、L2和電容C1構(gòu)成輸入阻抗匹配網(wǎng)絡,匹配AD8343的差模輸入阻抗與傳輸線變壓器的雙端輸出阻抗;電阻R1

和R2

為混頻核心單元的晶體管發(fā)射極提供18.5mA的偏置電流;由于150MHz已調(diào)波的頻率較高,所以給R1、R2

支路上串聯(lián)電感L3

和L4

以阻擋已調(diào)波信號,保證引腳2、3的輸入電阻遠遠小于R1、R2

支路;經(jīng)過電感L5、L6和電容C2構(gòu)成的輸出阻抗匹配網(wǎng)絡,以及1∶1的傳輸線變壓器Tr2

構(gòu)成的平衡不平衡轉(zhuǎn)換器后,輸出1900MHz已調(diào)波;電感L7和L8用于阻擋已調(diào)波信號進入直流電壓源UCC。圖6.5.2AD8343的應用電路

6.5.2MAX9996混頻器

MAX9996混頻器主要應用于UMTS、WCDMA、DCS和PCS基站的接收系統(tǒng)?；祛l前的高頻已調(diào)波的頻率范圍為1700~2200MHz,本振信號的頻率范圍為1900~2400MHz,混頻后的中頻已調(diào)波的頻率范圍為40~350MHz?；祛l增益為8.3dB,噪聲系數(shù)為9.7dB,1dB壓縮電平為12.6dBm,輸入三階互調(diào)截點為26.5dBm,可以接收-3~3dBm的低功率本振信號,輸入阻抗為50Ω,直流輸入電壓為5V,標準直流輸入電流為206mA。

MAX9996的內(nèi)部電路如圖6.5.3所示,包括本振信號選擇單元、本振緩沖單元、混頻核心單元和中頻放大單元。此外,MAX9996內(nèi)部還集成了不平衡平衡轉(zhuǎn)換和匹配電路。圖6.5.3MAX9996的內(nèi)部電路

圖6.5.4為一典型的MAX9996下混頻電路。圖中,調(diào)節(jié)電阻R1和R2,可分別為中頻放大單元和本振緩沖單元提供最適宜的偏置電流;電感L1和L2為中頻已調(diào)波提供高交流阻抗;電感L3的內(nèi)阻應盡量小,當功率隔離度不是關(guān)鍵指標時,也可以把L3換成短路線接地。差動輸出中頻已調(diào)波時,輸出阻抗為200Ω,此時,電路采用單端輸出,需要用傳輸線變壓器Tr完成4∶1的阻抗變換,把輸出阻抗變?yōu)?0Ω。圖6.5.4MAX9996的應用電路

6.5.3中波調(diào)幅收音機變頻器

圖6.5.5所示為典型的晶體管收音機變頻器。晶體管3AG1D同時完成產(chǎn)生本振信號和混頻功能。電容C3、C1B和C5構(gòu)成電容支路,與變壓器Tr2的原邊即電感L4構(gòu)成L4C并聯(lián)諧振回路,諧振于本振信號的頻率。Tr2的副邊即電感L3構(gòu)成正反饋支路,電感L2對本振信號視為短路,L5C4并聯(lián)諧振回路諧振于中頻頻率,對本振信號也視為短路,所以晶體管、L4C回路和L3構(gòu)成共基組態(tài)變壓器耦合式振蕩器,產(chǎn)生本振信號,通過電容C6加到晶體管的發(fā)射極上。

電感L1、電容C1A和C2

構(gòu)成的并聯(lián)諧振回路對天線的感應電流選頻,經(jīng)過變壓器Tr1

耦合得到高頻已調(diào)波,通過電感L2

加到晶體管的基極上?；祛l產(chǎn)生的集電極電流經(jīng)過L5C4

并聯(lián)諧振回路濾波,產(chǎn)生中頻已調(diào)波,經(jīng)過變壓器Tr3

送到后級中頻放大器。

圖6.5.5中波調(diào)幅收音機變頻器

6.5.4SRA－1混頻器

SRA－1混頻器是二極管環(huán)形混頻電路,輸入高頻已調(diào)波和本振信號的頻率范圍是0.5~500MHz,輸出中頻已調(diào)波的頻率范圍是0~500MHz。SRA－1的混頻損耗小于7.0dB。隨著本振信號和高頻已調(diào)波頻率的增加,其功率隔離度逐漸下降,具體見表6.5.1。SRA－1的混頻損耗Lc與本振信號功率Pl的關(guān)系如圖6.5.6所示。SRA－1是Level7的混頻器,為了有效控制混頻