第十章集成電路設(shè)計實例10.1

TFE-LCD面板驅(qū)動芯片相關(guān)實例10.2電子鎮(zhèn)流器相關(guān)實例10.3線性充電器相關(guān)實例

10.1TFE-LCD面板驅(qū)動芯片相關(guān)實例

本實例為一種消除薄膜場效應(yīng)晶體管閃爍和關(guān)機殘影現(xiàn)象的控制電路，

主要解決現(xiàn)有TFE-LCD面板工作過程中閃爍和關(guān)機殘影的問題。

該控制電路包括比較模塊、

輸入控制模塊和輸出控制模塊。

10.1.1

應(yīng)用背景

薄膜場效應(yīng)晶體管液晶顯示器（TFE-LCD）是有源矩陣類型液晶顯示器（AMLCD）中的一種。

由于TFE-LCD具有色彩飽和度高、

色還原能力強、

畫質(zhì)好和響應(yīng)速度快等優(yōu)點，迅速成為新世紀的主流產(chǎn)品。

隨著液晶顯示技術(shù)的飛速發(fā)展，

關(guān)于液晶方面的研究也越來越受到人們的關(guān)注。

其中由于γ校正技術(shù)能夠大大改善TFE-LCD顯示設(shè)備畫面的質(zhì)量，已成為LCD液晶顯示設(shè)備校正技術(shù)的主流。

圖

10-1

給出了傳統(tǒng)的TFE-LCD門寬調(diào)制控制電路，

其輸入信號為使能信號

EN

和開關(guān)信號

CTR。

該輸入信號經(jīng)過一系列的非門和與非門產(chǎn)生兩個頻率相同、

極性相反的方波信號，

一個方波信號通過高壓晶體管

HM1

、

HM2

、

HM3

和

HM4

組成的電平移位電路輸入到高壓晶體管

HM7

的柵極，

另一個方波信號輸入到高壓晶體管

HM5

的柵極，

HM7

與

HM5的漏極相連作為該控制電路的輸出端。

當

EN

和

CTR

為高電平時，

HM7

導(dǎo)通，

同時

HM5

截止，

輸出信號

OUT

為高電平；

當

EN

為高電平，

CTR

為低電平時，

HM7

截止，

HM5

導(dǎo)通；

當EN

為低電平時，

通過三個非門控制高壓晶體管

HM6

導(dǎo)通，

輸出

OUT

持續(xù)低電平。

圖

10-1

傳統(tǒng)的

TETLCD門寬調(diào)制控制電路

圖10-2

給

出

了

傳

統(tǒng)

的TFE-LCD控

制

電

路

的

輸

入

信

號

EN

、

CTR

和

輸

出

信

號

OUT的波形圖，可見其輸出控制信號OUT為完整的方波，該方波信號經(jīng)柵驅(qū)動電路驅(qū)動TFE-LCD，會產(chǎn)生共模誤差，

引起TFE-LCD的閃爍現(xiàn)象；

同時，

由于傳統(tǒng)電路沒有做任何消除關(guān)機殘影的技術(shù)處理，

故關(guān)機殘影現(xiàn)象不可避免，

導(dǎo)致TFE-LCD的圖像顯示質(zhì)量降低。

圖

10-2

傳統(tǒng)的TFE-LCD門寬調(diào)制控制電路的輸出波形圖

10.1.2

電路優(yōu)點

本實例與現(xiàn)有技術(shù)相比具有以下優(yōu)點：

（1）

本實例由于添加了輸出控制模塊，

以使控制電路的輸出可以選擇三個不同的狀態(tài)電平，

分別是高電平

VCCH

、

低電平

VCCL和零電平；

通過控制放電電流的大小可調(diào)整高電平VCCH到低電平

VCCL的下降斜率，

補償TFE-LCD工作過程中的共模誤差，

從而消除了由于不停地切換畫面而引起的閃爍現(xiàn)象。

（2）

本實例由于添加了輸入控制模塊，

在關(guān)閉TFE-LCD的過程中可控制LCD數(shù)據(jù)驅(qū)動電路先關(guān)閉，LCD門驅(qū)動電路后關(guān)閉，

以充分釋放TFE-LCD中儲存的電荷，

從而消除了關(guān)機殘影現(xiàn)象。

10.1.3

電路結(jié)構(gòu)及工作原理

本實例的電路結(jié)構(gòu)框圖如圖

10-3

所示。圖

10-3

本實例的電路結(jié)構(gòu)框圖

本實例采用的比較模塊

1

其電路原理圖如圖

10-4

所示，

它包括比較器

101、

任意極之間耐壓值小于

5

V

的低壓晶體管

M101

、

電流源

I101和電容

C101

。

低壓晶體管

M101的柵極連接使能信號

EN，

源極連接零電平，

漏極通過電流源

I101連接到直流電源

VCC

；

比較器

101

的負輸入端連接基準信號

VREf3

，

正輸入端連接低壓晶體管

M101的漏極；

比較器

101

的輸出信號

DEL＿OK

連接到輸入控制模塊

2；

電容

C101跨接于低壓晶體管

M101的漏極與零電平之間。

當使能信號

EN

為高電平時，

低壓晶體管

M101導(dǎo)通，

電容

C101通過晶體管

M101放電，

晶體管M101的漏極電壓

DEL

逐漸降低，

當

DEL＜VREf3時，

比較器

101

的輸出信號

DEL＿OK

為低電平；

當使能信號

EN

為低電平時，

晶體管

M101截止，

電流源

I101開始給電容

C101充電，

晶體管M101的漏極電壓

DEL

開始升高，

當

DEL＞VREf3時，

比較器

101

的輸出

DEL＿OK

為高電平。

從使能信號

EN

開始為低電平到

DEL＿OK

變?yōu)楦唠娖降臅r間稱為電路的延時時間，

通過改變電流源

I101

輸出電流和電容

C101的值，

可以調(diào)整延時時間的長短。

圖

10-4

本實例中比較器模塊

1

的電路原理圖

本實例采用的輸入控制模塊

2

的其電路原理圖如圖

10-5

所示，

它包括分壓比較電路21、

第一組合邏輯電路

22

和第二組合邏輯電路

23。

其中：

輸入控制模塊

2

中的分壓比較電路

21

包括兩個比較器

COM201

、

COM202和電阻

R201

、

R202

、

R203

；

電阻

R201

、

R202

、

R203串聯(lián)跨接于直流電源

VCC與零電平之間，

組成分壓網(wǎng)絡(luò)；

第一比較器

COM201的負輸入端連接到電阻

R201與

R202的公共端，

正輸入端與基準電平

VREf1相連，

其輸出信號

RST1

作為輸入控制模塊

2

第四輸出端

f

的輸出信號；

第二比較器

COM202的負輸入端連接到電阻

R202與

R203的公共端，

正輸入端與基準電平

VREf1相連，

輸出信號

RST2

。

圖

10-5

本實例中輸入控制模塊

2

的電路原理圖

本實例采用的輸出控制模塊

3

其電路原理圖如圖

10-6

所示，

主要包括充電電路、

放電電路、

使能控制電路和電容

C。

圖

10-6

本實例中輸出控制模塊

3

的電路原理圖

TFE-LCD工作過程中各輸出信號波形如圖

10-7

所示。

本實例的具體工作原理是：

當使能信號

EN

為高電平時，

比較模塊

1

的輸出信號

DEL＿OK

為低電平，

輸入控制模塊

2輸出信號

ST

為高電平，

控制LCD數(shù)據(jù)驅(qū)動模塊

5

關(guān)斷，TFE-LCD無圖像輸出；

當使能信號

EN

為低電平時，

比較器模塊

1

的輸出信號

DEL＿OK

為高電平，

電路開始啟動。

使能信號

EN

為低后，

輸入控制模塊

2

中的第一組合邏輯電路

22

開始工作，

輸出開關(guān)信號

DH和DL。

當輸入開關(guān)信號

CTL

為高電平時，

開關(guān)信號

DH為高電平、

DL

為低電平，

控制輸出控制模塊

3

中的充電電路以電流

I1

為電容

C

充電，

輸出端

OUT

的電壓

OUT1

升高。

由于本實例設(shè)計的電流

I1

較高，

可以把

OUT

端的電壓

OUT1

迅速拉至高電平

VCCH

。

當輸入開關(guān)信號CTL

為低電平時，

開關(guān)信號

DH為低電平，

DL

為高電平，

控制輸出控制模塊

3

中的放電電路以電流

I2

釋放電容

C

中的電荷，

通過控制放電電流的大小可調(diào)整高電平

VCCH到低電平VCCL的下降斜率，

補償TFE-LCD工作過程中地共模誤差，

從而消除了由于不停地切換畫面而引起的閃爍現(xiàn)象。

圖

10-7

本實例控制電路的輸出波形圖

10.2

電子鎮(zhèn)流器相關(guān)實例

本實例為一種抑制噪聲的電平移位電路，

主要解決現(xiàn)有技術(shù)的共模噪聲和差模噪聲難以完全消除以及電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜，

占用芯片面積大的缺點。

該電路包括雙脈沖轉(zhuǎn)換電路、

高壓電平移位對管、

欠壓檢測電路、

電流采樣電路以及驅(qū)動信號恢復(fù)電路。

10.2.1

應(yīng)用背景

傳統(tǒng)的電子鎮(zhèn)流器等中，

通常用變壓器驅(qū)動的逆變電路，

這種用變壓器驅(qū)動的逆變電路不但功耗和占用面積較大，

而且開關(guān)特性欠佳。

利用芯片內(nèi)集成的電平移位電路可以在無需傳統(tǒng)變壓器的情況下將低壓控制信號傳遞給高壓驅(qū)動電路，

產(chǎn)生所需的高壓驅(qū)動信號，

能夠節(jié)省功耗和面積，

且開關(guān)特性較好。

但是，

片內(nèi)集成的電平移位電路由于通過浮動電源供電，

當高端功率管導(dǎo)通時，

浮動電源

VB

和

VS劇烈變化，

在電平移位對管的寄生電容上產(chǎn)生擊穿效應(yīng)，

從而在電平移位對管的輸出支路分別產(chǎn)生一個尖峰電流噪聲。

如果電平移位對管的兩條電平移位輸出支路完全匹配，

則兩條支路同時引入相同的尖峰噪聲，

此種噪聲稱為共模噪聲。

如果兩條電平移位支路不完全匹配，

則兩條支路中引入的尖峰噪聲有差別，

此種情況下的噪聲稱為差模噪聲。

高壓集成電路中的電平移位電路通過兩支完全匹配的電平移位支路來實現(xiàn)，

一條支路用于置位，

一條支路用于復(fù)位，

兩條支路中均通過窄脈沖信號。

這兩支窄脈沖信號來自驅(qū)動信號的兩個邊沿，

通過雙脈沖轉(zhuǎn)換電路分別產(chǎn)生代表驅(qū)動信號上邊沿的置位信號和代表驅(qū)動信號下邊沿的復(fù)位信號。

當電平移位后，

將脈沖信號轉(zhuǎn)換恢復(fù)成為驅(qū)動信號。

共模噪聲的大小和時間長度往往同窄脈沖信號相比擬，

若不處理將會帶來誤觸發(fā)，

從而使驅(qū)動信號無法恢復(fù)。

差模噪聲過大時也會產(chǎn)生誤觸發(fā)，

因此也要加以抑制。

現(xiàn)有技術(shù)主要有三種電路抑制噪聲并將置位、

復(fù)位脈沖信號恢復(fù)成為驅(qū)動信號。

第一種電路是在電平移位對管的輸出支路與浮動高電平

VB

之間加入匹配電阻，

將置位、

復(fù)位脈沖信號和噪聲脈沖均轉(zhuǎn)換為電壓信號，

再通過電路調(diào)節(jié)將置位和復(fù)位信號脈沖拉長，

使信號脈沖的持續(xù)時間大于噪聲的持續(xù)時間，

再通過后續(xù)的濾波電路，

將噪聲持續(xù)時間長度內(nèi)的所有脈沖濾除，

未被完全濾除的信號脈沖經(jīng)過

RS觸發(fā)器恢復(fù)成為驅(qū)動信號。該電路的缺點是：

當電路外部環(huán)境變化時，

濾波器的濾除時間長度和信號及噪聲脈沖的寬度變化較大，

因此帶來噪聲不完全濾除或信號完全被濾除的隱患，

同時脈沖信號需要單獨的

RS觸發(fā)器恢復(fù)成驅(qū)動信號，

使得該電路的規(guī)模很大。

第二種電路也是在電平移位對管的輸出支路與浮動高電平

VB

之間加入匹配電阻后，通過復(fù)雜結(jié)構(gòu)再將產(chǎn)生的電壓信號轉(zhuǎn)化為電流信號，

通過大量并聯(lián)差分對管對該電流進行差分放大，

從而去除共模噪聲，

再通過電阻電容無源濾波器電路結(jié)構(gòu)將差模信號消除，

最后將處理后的脈沖信號通過

RS觸發(fā)器恢復(fù)成為驅(qū)動信號。

由于電路中信號轉(zhuǎn)換次數(shù)較多，噪聲消除電路復(fù)雜，

還需要獨立的

RS觸發(fā)器恢復(fù)驅(qū)動信號，

因此該電路的規(guī)模特別巨大，不利于電路集成。

第三種電路采用電流信號直接比較的方法抑制共模噪聲，

再將電流信號轉(zhuǎn)換成電壓信號后通過濾波結(jié)構(gòu)消除差模噪聲，

處理后的脈沖信號還要經(jīng)過

RS觸發(fā)器恢復(fù)成為驅(qū)動信號。

由于電路中抑制共模噪聲的電路抑制能力有限，

當外界環(huán)境變化時容易造成共模噪聲未被完全抑制的隱患，

同時電路規(guī)模也較大，

不利于電路集成。

10.2.2

電路優(yōu)點

本實例與現(xiàn)有技術(shù)相比具有以下優(yōu)點：

（1）

本實例由于采用高壓電平移位對管的輸出端與電流采樣電路相連，

以直接采集帶有噪聲的電流信號，

因而無需增加額外電流、

電壓轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)，

減少了晶體管和無源元件的數(shù)量，

進而減小了芯片面積。

（2）

本實例中由于通過連接在電流采樣電路與驅(qū)動電路之間的驅(qū)動信號恢復(fù)電路，

使噪聲的消除和驅(qū)動信號的恢復(fù)實現(xiàn)了復(fù)用，

同時減少了晶體管和無源元件的使用，

從而大幅度減少了芯片面積。

（3）

本實例中由于采用電流采樣電路與驅(qū)動信號恢復(fù)電路，

以兩電路中電流鏡像相互抵消的方式消除共模噪聲，

由于電流的鏡像關(guān)系不會因外界環(huán)境而發(fā)生變化，

保證了共模噪聲完全被消除。

（4）

本實例中由于電流采樣電路中電流鏡像時成一定比例縮小，

抑制了差模噪聲，

同時電流采樣電路中的晶體管與驅(qū)動恢復(fù)電路中的電容形成的

RC

濾波器進一步濾除噪聲，從而使差模噪聲被完全消除。

10.2.3

電路結(jié)構(gòu)及工作原理

本實例的電路結(jié)構(gòu)框圖如圖

10-8

所示。

圖

10-8

本實例的電路結(jié)構(gòu)框圖

本實例中的主要電路模塊如圖

10-9

所示。圖

10-9

本實例中主要模塊的電路原理圖

各模塊工作原理如下所述：

高壓電平移位對管

2

包括耐

200

V

以上高壓的LDMOS管L1

和L2

，L1

和L2

管相匹配，且兩管漏極與源極之間的導(dǎo)通電阻

R1

與

R2

阻值設(shè)定為大于

2

MΩ。

脈沖電壓信號

V1

接入第一LDMOS管L1

的柵極，

當

V1

為高電平且

V1=

5

V

時，

第一LDMOS管L1

導(dǎo)通；

當

V1

為低電平且

V1=

0

V

時，L1

管關(guān)斷，L1

管中流過電流記作第一電流信號

I1

。

脈沖電壓信號

V2接入第二LDMOS管L2

的柵極，

當

V2

為高電平且

V2=

5

V

時，

該第二LDMOS管L2

導(dǎo)通；當

V2

為低電平且

V2=

0

V

時，L2

管關(guān)斷，L2

管中流過電流記作第二電流信號

I2

。

電流信號I1

和

I2

均小于

100μA，

且分別在LDMOS管L1

和L2

的漏極輸出。

在電流信號

I1

和

I2

通過上述高壓電平移位對管

2

的過程中，由于浮動電源在LDMOS管L1

和L2

的寄生電容

C2

和C3

上變化，

產(chǎn)生兩個相等的共模噪聲電流信號

I6

和

I7

，

其值表示為第八電流信號

I8

，

可用如下公式表示：

其中，

C2

為LDMOS管L1

的寄生電容容值；

C3

為LDMOS管L2

的寄生電容容值；

C0

為

C2和

C3

的平均值；

dV

為浮動電源的電壓變化量；

dt

為浮動電源電壓變化時的對應(yīng)時間長度。

當LDMOS管L1

和L2

并未完全匹配時，

電容

C2

與

C3

的容值不同，

因此引起兩路電流噪聲大小不同，

它們的差值就是差模噪聲，

表示為第九電流信號

I9

，

其大小用如下公式表示：

其中

電流采樣電路

5

包括

PMOS管

M1

、

M2

、

M3

、

M4

以及兩個齊納二極管

VD1

和

VD2

。

其中，PMOS管

M1

和

M2

相匹配，

分別構(gòu)成兩個電流源，

分別采集第一電流信號

I1

和第二電流信號

I2

。

第一齊納二極管

VD1

的陽極、

陰極分別與

PMOS管

M1

的漏極、

源極相連，

保護PMOS管

M1

不被噪聲信號擊穿；

第二齊納二極管

VD2

的陽極、

陰極分別與

PMOS管

M2

的漏極、

源極相連，

保護

PMOS管

M2

不被噪聲信號擊穿；

PMOS管

M3

和

M4

相匹配，

其源極與電源

VB

相連，

柵極分別與

PMOS管

M2

和

M1

相連，

構(gòu)成兩個電流鏡，

分別將第一電流信號

I1

和第二電流信號

I2

鏡像到

PMOS管

M3

和

M4

的漏極，

通過漏極分別輸出第三電流信號

I3

和第四電流信號

I4

。

第一電流信號

I1

和第三電流信號

I3

的比例

U1=

I1/

I3

大于

2，

第二電流信號

I2

和第四電流信號

I4

的比例

U2=

I2/

I4

大于

2，

且保證

U1=U2

；

PMOS管

M4

的漏極與源極之間產(chǎn)生有寄生導(dǎo)通電阻

R4

。

噪聲信號在經(jīng)過電流采樣電路

5

后，

也由于成比例鏡像作用發(fā)生變化，

則經(jīng)過該電流采樣電路

5

后，

共模噪聲的值變化為第十電流信號

I10，

用以下公式表示：

差模噪聲的值變化為第十一電流信號

I11

，

用以下公式表示：

共模噪聲去除的原理為：

由

PMOS管

M4

流出的第三電流信號

I3

和由

NMOS管

M6

流出的第五電流信號

I5

中均含有大小相等且為

I10、

方向相反的共模噪聲信號，

兩路信號在電容

C1

的一端交匯且相互抵消，

從而消除了共模噪聲，

在電容

C1

上不形成電壓變化。

差模噪聲去除的原理為：

差模噪聲信號被電流采樣電路

5

抑制，

縮小為原來的

1

/

U1

，從而使其大小變化為第十一電流信號

I11

。

由

PMOS管

M4

的導(dǎo)通電阻

R4

和

C1

組成

RC

濾波器，

濾除流過

PMOS管

M4

的差模噪聲；

由

NMOS管

M6

的寄生導(dǎo)通電阻

R6

與電容

C1

組成

RC

濾波器，

濾除流過

NMOS管

M6

的差模噪聲。

圖

10-10

為實例的時序圖。

參照圖

10-9

和圖

10-10，

恢復(fù)驅(qū)動信號的原理可敘述如下：

圖

10-10（A）給出了原始驅(qū)動信號

V0

。

當該驅(qū)動信號

V0

經(jīng)過雙脈沖轉(zhuǎn)換電路

1

轉(zhuǎn)換成脈沖，

經(jīng)過高壓電平移位對管

2

提升電壓，

并去除共模噪聲和差模噪聲后分別形成如圖

10-10（B）所示的第三電流信號

I3

和如圖

10-10（ｃ）所示的第五電流信號

I5

。

當?shù)谌娏餍盘?/p>

I3

不為零時，

由

PMOS管

M4

流過電流為電容

C1

充電，

電容

C1

上電壓升到高電平

VB

；

當?shù)谖咫娏餍盘?/p>

I5

不為零時，

由

NMOS管

M6

流過的電流使

C1

放電，

使電容

C1

上電壓降至

VS電平，

不斷重復(fù)此過程，

即可恢復(fù)出驅(qū)動電壓信號

V4

。

V4

輸出前需先同欠壓指示信號

V3

在與門

AND

處進行邏輯處理。

當在欠壓狀態(tài)時，

V3

為低電位即

V3=

VS，

與門

AND

輸出的電壓驅(qū)動信號

V5

保持為低電位；

當在正常工作狀態(tài)時，

V3

為高電位

V3=

VB

，

此時電壓驅(qū)動信號

V5=

V4

，

如圖

10-10（d）所示。

再經(jīng)驅(qū)動電路

4

增強驅(qū)動能力后輸出驅(qū)動信號

HO，

如圖10-10（E）所示。

圖

10-10

本實例的時序圖

10.3

線性充電器相關(guān)實例

10.3.1

應(yīng)用背景線性充電器主要是利用線性穩(wěn)壓電源技術(shù)給電池充電的系統(tǒng)，

充電方式一般為典型的恒流/

恒壓模式。

充電時主要是通過恒定電流給電池快速補充電量，

當電池接近充滿時，

切換為恒壓模式，

充電電流開始減小，

直至充滿。

圖

10-11

給出了現(xiàn)有線性充電器的恒流充電電路，

主要包括運算放大器

OP、

電阻

R、PMOS管

M1

和

M2

。

運算放大器

OP

的正向輸入端連接到電阻

R

的一端，

并同時連接到PMOS管

M1

的漏極，

電阻

R1

的另一端接地，

運算放大器

OP

的反向輸入端接基準電壓

VA，運算放大器

OP1

的輸出連接到

PMOS管

M1

和

M2

的柵極，

PMOS管

M1

和

M2

的源極接電源電壓，

以使

PMOS管

M1

和

M2

構(gòu)成電流鏡。

圖

10-11

現(xiàn)有的恒流充電電路

線性充電管理芯片的溫度可由下面的公式計算：

其中：TJ是芯片的溫度；TA

是芯片的環(huán)境溫度；VCC是輸入電壓；VBAT是電池電壓；IO是充電電流；KA

是芯片的熱阻。

10.3.2

電路優(yōu)點

本實例與現(xiàn)有技術(shù)相比具有如下優(yōu)點：

本實例由于在恒流調(diào)制電路的輸入端通過第二運算放大器

OP2

連接溫度采樣電路，