通信系統(tǒng)的基本組成電路：

振幅調(diào)制、解調(diào)、混頻、調(diào)頻、鑒頻等電路。這些電路的共同特點(diǎn)是：

將輸入信號(hào)進(jìn)行頻譜變換，以獲得所需要的頻譜輸出信號(hào)。故稱之為頻率（頻譜）變換電路。

根據(jù)頻譜變換的不同特點(diǎn)，頻譜變換電路有：6.1.1振幅調(diào)制的原理及電路組成模型

調(diào)制的定義：在發(fā)射端將調(diào)制信號(hào)從低頻端搬移到高頻端,便于天線發(fā)送或?qū)崿F(xiàn)不同信號(hào)源、不同系統(tǒng)的頻分復(fù)用。

6.1頻譜搬移的基本原理及組成模型頻譜搬移電路包括一.普通調(diào)幅信號(hào)的基本特性及組成模型設(shè)載波為

1、單音頻調(diào)制波若調(diào)制信號(hào)（為單音頻信號(hào)），且

（1）普通調(diào)幅信號(hào)表達(dá)式：其中，

調(diào)幅指數(shù)ka為由調(diào)制電路決定的比例系數(shù)。

（2）波形圖

由圖可以得到調(diào)幅指數(shù)Ma的另一表達(dá)式：當(dāng)Ma＞1時(shí)，

，即在

附近，

為負(fù)值，如圖6.1.2（a）所示，通常稱這種失真為過調(diào)制失真（OverModulation）。

但在實(shí)際調(diào)幅電路中，由于管子截止，過調(diào)制失真的波形如圖6.1.2（b）所示。圖6.1.2過調(diào)制失真波形（3）頻譜圖：可見,單頻信號(hào)調(diào)制的AM波，有一對(duì)邊頻，對(duì)稱分布在兩邊，振幅均為

如圖所示。

結(jié)論：將的頻譜搬移到了載頻的左右兩邊，形成了（4）頻譜寬度：上、下邊頻。（5）功率譜載波功率為:

兩個(gè)邊頻分量產(chǎn)生的平均功率相同,均為:

邊頻總功率為：調(diào)幅信號(hào)的總平均功率為2、多音頻調(diào)制波設(shè)

則

其中波形圖與頻譜圖帶寬3、AM信號(hào)的實(shí)現(xiàn)模型調(diào)幅信號(hào)的表達(dá)式式可以改寫為

實(shí)現(xiàn)模型如下圖示，其中帶通濾波器的中心頻率為

，帶寬為圖6.1.4AM信號(hào)的實(shí)現(xiàn)方框圖其中二．雙邊帶調(diào)幅信號(hào)基本特性及其組成模型1、單頻率調(diào)制的雙邊帶調(diào)幅信號(hào)設(shè)載波單頻率調(diào)制信號(hào)且

（1）DSB信號(hào)數(shù)學(xué)表達(dá)式為其中ka為由調(diào)制電路決定的比例系數(shù)。圖6.1.5單頻調(diào)制的DSB信號(hào)的波形圖和頻譜圖（a）DSB波形圖（b）DSB頻譜圖（2）波形圖和頻譜圖

DSB信號(hào)波形與頻譜動(dòng)畫2、多頻率調(diào)制的雙邊帶調(diào)幅信號(hào)若非余弦的周期性信號(hào)，則DSB信號(hào)為波形圖與頻譜圖圖6.1.6DSB信號(hào)的波形圖與頻譜圖

由以上討論知，DSB信號(hào)與AM信號(hào)相比，具有以下特點(diǎn)：（1）包絡(luò)不同。AM信號(hào)的包絡(luò)正比于調(diào)制信號(hào)而DSB信號(hào)的包絡(luò)正比于

，當(dāng)調(diào)制信號(hào)時(shí)，即

，DSB信號(hào)的幅度也為零。DSB信號(hào)的包絡(luò)已不再反映調(diào)制信號(hào)

的變化。

（2）DSB信號(hào)的高頻載波在調(diào)制信號(hào)自正值或負(fù)值通過零點(diǎn)時(shí)，出現(xiàn)180°的相位突變。因此，嚴(yán)格地講，DSB信號(hào)已非單純的振幅調(diào)制信號(hào)，而是既調(diào)幅又調(diào)相的信號(hào)。

（3）DSB信號(hào)只有上、下兩個(gè)邊頻（帶），所占頻譜寬度為，

與AM信號(hào)具有相同的帶寬。

（4）由于DSB信號(hào)不含載波，全部功率為邊帶占有，所以發(fā)送的全部功率都載有信息，功率利用率高于AM信號(hào)。3、雙邊帶調(diào)幅信號(hào)的實(shí)現(xiàn)模型

圖中帶通濾波器應(yīng)該具有中心頻率為帶寬為

的頻率特性。

圖6.1.7雙邊帶調(diào)幅信號(hào)的實(shí)現(xiàn)模型

三、單邊帶調(diào)幅信號(hào)的基本特性及實(shí)現(xiàn)模型1、單邊帶信號(hào)的基本特性在單音頻調(diào)制時(shí)，

。所以DSB的取下邊帶時(shí)

由上式可見，單頻率調(diào)制的單邊帶調(diào)幅信號(hào)是一個(gè)角頻率為（或

）的單頻正弦波信號(hào)，如圖6.1.8所示。若取上邊帶時(shí)數(shù)學(xué)表達(dá)式：圖6.1.8單頻調(diào)制時(shí)單邊帶信號(hào)的波形圖與頻譜圖

一般的單邊帶調(diào)幅信號(hào)波形比較復(fù)雜（多音調(diào)制）。不過有一點(diǎn)是相同的，即單邊帶調(diào)幅信號(hào)的包絡(luò)已不能反映調(diào)制信號(hào)的變化。單邊帶調(diào)幅信號(hào)的帶寬與調(diào)制信號(hào)帶寬相同，是普通調(diào)幅和雙邊帶調(diào)幅信號(hào)帶寬的一半，即2、產(chǎn)生單邊帶調(diào)幅信號(hào)的方法

（1）濾波法圖中，帶通濾波器應(yīng)該采用單邊帶濾波器.中心頻率為帶寬為

圖6.1.9單邊帶信號(hào)的實(shí)現(xiàn)模型

這種實(shí)現(xiàn)方法電路簡單，但其難點(diǎn)在于濾波器的實(shí)現(xiàn)。當(dāng)調(diào)制信號(hào)的最低頻率很?。ㄉ踔翞?）時(shí)，上、下兩個(gè)邊帶的頻差很小，即相對(duì)頻差值很小，要求濾波器的矩形系數(shù)幾乎接近1，導(dǎo)致濾波器的實(shí)現(xiàn)十分困難。

在實(shí)際設(shè)備中可以采用多次搬移法來降低對(duì)濾波器的要求，如圖6.1.10所示。圖6.1.10頻譜多次搬移產(chǎn)生單邊帶信號(hào)相移法是基于單邊帶調(diào)幅信號(hào)的時(shí)域表達(dá)式實(shí)現(xiàn)的。如和

然后進(jìn)行相乘和相減，就可以實(shí)現(xiàn)單邊帶調(diào)幅.如圖6.1.11所示。

由上式可知，只要用兩個(gè)90°相移器分別將調(diào)制信號(hào)和載波信號(hào)相移90°，成為,

（2）相移法

圖6.1.11相移法產(chǎn)生單邊帶調(diào)幅信號(hào)

將上兩式相加（減），輸出為取下（上）邊帶的單邊帶調(diào)幅信號(hào)。即

顯然，對(duì)單頻信號(hào)進(jìn)行90°相移比較簡單，但是對(duì)于一個(gè)包含許多頻率分量的一般調(diào)制信號(hào)進(jìn)行90°移相，要保證其中每個(gè)頻率分量都準(zhǔn)確移相90°，且幅頻特性又應(yīng)為常數(shù)，這是很困難的。

四、殘留邊帶調(diào)幅方式（VSB）(自學(xué))

殘留邊帶調(diào)幅是指發(fā)送信號(hào)中包括一個(gè)完整邊帶、載波及另一個(gè)邊帶的小部分（即殘留一小部分)。在廣播電視系統(tǒng)中，由于圖像信號(hào)頻帶較寬，為了節(jié)約頻帶，同時(shí)又便于接收機(jī)進(jìn)行檢波，所以對(duì)圖像信號(hào)采用了殘留邊帶調(diào)幅方式，而對(duì)于伴音信號(hào)則采用了調(diào)頻方式?，F(xiàn)以電視圖像信號(hào)為例，說明殘留邊帶調(diào)幅方式的調(diào)制與解調(diào)原理。

在接收端，采用具有圖6.1.12(b)所示特性的濾波器從殘留邊帶調(diào)幅信號(hào)中取出所需頻率分量。

在發(fā)射端先產(chǎn)生普通調(diào)幅信號(hào)，然后利用具有圖6.1.12(a)所示特性的濾波器取出一個(gè)完整的上邊帶、一部分下邊帶以及載頻分量。例如：電視圖像信號(hào)帶寬為6MHz。

由圖4.1.12可見，若采用普通調(diào)幅，每一頻道電視圖像信號(hào)的帶寬需12MHz，而采用殘留邊帶調(diào)幅只需8MHz，另外，對(duì)于濾波器過渡帶的要求遠(yuǎn)不如單邊帶調(diào)幅那樣嚴(yán)格，故容易實(shí)現(xiàn)。圖6.1.12殘留邊帶調(diào)幅發(fā)送和接收濾波器的幅頻特性（a）發(fā)送濾波器幅頻特性（b）接收濾波器幅頻特性從高頻已調(diào)信號(hào)中恢復(fù)出原調(diào)制信號(hào)的過程稱為解調(diào)，又稱為檢波。實(shí)現(xiàn)檢波的電路稱為檢波電路，簡稱為檢波器。

圖6.1.13檢波器的功能(a)組成框圖(b)檢波器輸入、輸出信號(hào)的波形(c)檢波器輸入、輸出信號(hào)的頻譜

的過程6.1.2振幅解調(diào)的原理及電路組成模型一、解調(diào)的定義

解調(diào)是調(diào)制的逆過程，具有類似于調(diào)幅電路的實(shí)現(xiàn)模型，如圖6.1.14所示。圖6.1.14振幅解調(diào)電路的組成模型

圖6.1.14中，

為參考信號(hào)，必須與發(fā)射端載波同步（同頻同相），又稱同步信號(hào)。若則

二、實(shí)現(xiàn)模型及原理此時(shí)，相乘器輸出為可見，

中包含的頻率分量為

～、

～

等。用低通濾波器取出低頻分量，濾除高頻分量，得到的輸出信號(hào)為

從而實(shí)現(xiàn)線性解調(diào)。

三、頻譜搬移過程

圖6.1.15為相應(yīng)的頻譜搬移過程。圖6.1.15振幅解調(diào)電路的頻譜搬移過程

為本機(jī)振蕩（簡稱本振）頻率。其中波為的已調(diào)信號(hào)，不失真地變換成載波為的已調(diào)6.1.3混頻的原理及電路組成模型混頻的過程也是一種頻譜的線性搬移過程，把載信號(hào)，同時(shí)保持調(diào)制類型、調(diào)制參數(shù)不變，即保持原調(diào)制規(guī)律、頻譜結(jié)構(gòu)不變。完成這種功能的電路稱為混頻器（Mixer）或變頻器（Convertor）。超外差式接收機(jī)通常滿足滿足下列關(guān)系之一或大于的混頻稱為上混頻，

小于

的混頻稱為下混頻。調(diào)幅廣播收音機(jī)普遍采用下混頻，它的中頻規(guī)定為465kHz。

混頻器也是頻率合成器等電子設(shè)備的重要組成部分，用來實(shí)現(xiàn)頻率加，減的運(yùn)算功能。則混頻器的輸出信號(hào)頻率為式中p和q為任意正整數(shù)。和若設(shè)兩個(gè)輸入信號(hào)的頻率分別為一、混頻器的功能圖6.1.16混頻器的功能（a）混頻前、后的波形圖（b）混頻前、后的頻譜圖

3、從頻域角度看，混頻前后各頻率分量的相對(duì)大小和相互間隔并不發(fā)生變化，即混頻是一種頻譜的線性搬移，輸出中頻信號(hào)與輸入高頻信號(hào)的頻譜結(jié)構(gòu)相同，惟一不同的也是載頻，如圖6.1.16（b）所示。1、從頻譜上看：將接收到的高頻已調(diào)制的信號(hào)搬移到中頻上。2、從時(shí)域波形上看，混頻前后的調(diào)制規(guī)律保持不變，即輸出中頻信號(hào)的波形與輸入高頻信號(hào)的波形相同，只是載波頻率不同，如圖6.1.16（a）。二、混頻器的實(shí)現(xiàn)模型及簡單的工作原理

混頻是頻譜的線性搬移過程。完成頻譜的線性搬移功能的關(guān)鍵是要獲得兩個(gè)輸入信號(hào)的乘積，實(shí)現(xiàn)模型如圖6.1.17所示。圖6.1.17混頻器的實(shí)現(xiàn)模型

設(shè)

則相乘器的輸出為：若帶通濾波器的中心頻率為

帶寬式中為中頻輸出電壓的振幅。

混頻器的頻譜搬移過程如圖所示。則輸出的中頻信號(hào)為：圖6.1.18混頻器的頻譜搬移過程

6.1.4小結(jié)1、振幅調(diào)制的過程，是頻譜的線性搬移過程，它將調(diào)制信號(hào)頻譜從低頻段不失真地搬移到高頻載波的兩端，成為了上、下變頻（帶）。

2、振幅解調(diào)是從已調(diào)幅信號(hào)中不失真的恢復(fù)出原調(diào)制信號(hào)的過程，它也是頻譜的線性搬移過程，它將已調(diào)制信號(hào)的頻譜從高頻段重新搬回到原來低頻的位置。3、混頻的過程同樣是頻譜的線性搬移過程，它將輸入信號(hào)的頻譜從一個(gè)高頻不失真的搬移到另一個(gè)高頻。

圖6.1.19頻譜搬移電路的實(shí)現(xiàn)模型

4、結(jié)論振幅調(diào)制與解調(diào)、混頻電路都是頻率變換電路，在頻域中起頻率加、減的作用，它們同屬頻譜的線性搬移電路，都可以用乘法器和相應(yīng)的濾波器組成的模型來實(shí)現(xiàn)，如圖4.1.19所示。（1）當(dāng)

為調(diào)制信號(hào)，為載波信號(hào)時(shí)，濾波器需要中心頻率為，帶寬為的高頻帶通濾波器，此時(shí)電路實(shí)現(xiàn)的是振幅調(diào)制功能。（2）當(dāng)為振幅調(diào)制信號(hào)（AM、DSB、SSB），為同步信號(hào)時(shí)，濾波器需要帶寬為的低通濾波器，此時(shí)電路實(shí)現(xiàn)的是解調(diào)功能。

圖4.1.19頻譜搬移電路的實(shí)現(xiàn)模型為本地振蕩信號(hào)時(shí)，濾波器需要中頻帶通濾波器，帶寬為

此時(shí)電路實(shí)現(xiàn)的是混頻的功能。

振幅調(diào)制、解調(diào)、混頻電路的共同特點(diǎn)是：相乘器實(shí)現(xiàn)將輸入信號(hào)的頻譜不失真的向左、向右搬移一個(gè)參考信號(hào)頻率的位置。不同點(diǎn)是：根據(jù)實(shí)現(xiàn)功能的不同，相乘器的兩個(gè)相乘信號(hào)不同，濾波器的參數(shù)不相同。4.1.4（3）當(dāng)為已調(diào)制信號(hào)，

圖6.1.19頻譜搬移電路的實(shí)現(xiàn)模型中心頻率為

6.2相乘器電路6.2.1非線性器件的特性及相乘作用

一個(gè)非線性器件，如二極管電路、三極管電路，若加到器件輸入端的電壓為，流過器件的電流為，則伏安特性為（6.2.1）其中，為靜態(tài)工作點(diǎn)電壓設(shè)一、非線性器件相乘作用的一般分析將伏安特性采用冪級(jí)數(shù)逼近，即將在處展開為泰勒級(jí)數(shù)（6.2.2）式中，可以由下列通式表示（6.2.3）由于故式（6.2.2）可以改寫為（6.2.4）由式（6.2.4）知，當(dāng)m=1，n=2時(shí)，

，實(shí)現(xiàn)了和的相乘運(yùn)算，可以起到頻譜搬移的作用。若將和的表達(dá)式帶入到式（6.2.4）中，利用三角函數(shù)變換，不難看出，電流中包含的頻率分量為（6.2.5）式中，p和q是包含零在內(nèi)的正整數(shù)。因此，為了實(shí)現(xiàn)理想的相乘運(yùn)算可以采取如下措施：

（1）從器件的特性考慮。必須盡量減少無用的高階相乘項(xiàng)及其產(chǎn)生的組合頻率分量。為此，應(yīng)選擇合適的靜態(tài)工作點(diǎn)使器件工作在特性接近平方律的區(qū)域，或者選用具有平方律特性的非線性器件（如場(chǎng)效應(yīng)管）等。

（2）從電路考慮?？梢杂枚鄠€(gè)非線性器件組成平衡電路，用以抵消一部分無用的頻率分量；或采用補(bǔ)償或負(fù)反饋技術(shù)實(shí)現(xiàn)理想的相乘運(yùn)算。

（3）從輸入信號(hào)的大、小考慮。采用大信號(hào)使器件工作在開關(guān)狀態(tài)或工作在線性時(shí)變狀態(tài)，以獲得優(yōu)良的頻譜搬移特性。若是小信號(hào)，是大信號(hào)，將式（6.2.4）改寫為的冪級(jí)數(shù)，即將式（6.2.1）在上對(duì)展開為泰勒級(jí)數(shù)式，得到二、線性時(shí)變狀態(tài)（6.2.6）式中，為函數(shù)在處的函數(shù)值；為函數(shù)在處的一階導(dǎo)數(shù)值；為函數(shù)在處的二階導(dǎo)數(shù)值；當(dāng)足夠小時(shí)，可以忽略二次方以上的各高次方項(xiàng)，則上式可簡化為（6.2.7）式中是時(shí)的電流，稱為時(shí)變靜態(tài)（時(shí)的工作狀態(tài)）電流，與無關(guān)，是的非線性函數(shù)。式（6.2.7）可以改寫為（6.2.8）上式表明，電流i與之間的關(guān)系是線性的，類似于線性器件，但系數(shù)是時(shí)變的，所以將這種器件的工作狀態(tài)稱為線性時(shí)變狀態(tài)。如當(dāng)時(shí)，則的傅立葉展開式為（6.2.9）由項(xiàng)獲得。當(dāng)時(shí)，電流中包含的組合頻率分量的通式為。其中的有用頻率分量為其中（6.2.10）（a）（6.2.10）(b)4.2.2、二極管電路一、單二極管電路圖6.2.1二極管電路（a）原理電路(b)伏安特性單二極管電路如圖6.2.1（a）所示，二極管的伏安特性如圖6.2.1(b)所示。設(shè)當(dāng)、時(shí)，6.2.2二極管電路若，足夠大，二極管將在的控制下輪流工作在導(dǎo)通區(qū)和截止區(qū)。當(dāng)

時(shí)，二極管導(dǎo)通，流過二極管的電流為當(dāng)時(shí)，二極管截止，則流過二極管的電流為故在的整個(gè)周期內(nèi)，流過二極管的電流可以表示為（6.2.11）引入高度為1的單向周期性方波（稱為單向開關(guān)函數(shù)）如圖6.2.2（c）所示。（6.2.12）于是，電流可表示為（6.2.13）其中、的波形如圖6.2.2(a)、(b)所示。圖6.2.2單二極管電路的圖解分析因此，可將二極管等效為受控制的開關(guān)，按角頻率作周期性的啟閉，閉合時(shí)的導(dǎo)通電阻為如圖6.2.3所示。圖6.2.3二極管開關(guān)等效電路中包含的頻率分量為（6.2.14）單向開關(guān)函數(shù)的傅立葉級(jí)數(shù)展開式為代入式（6.2.13）中，可得電流、、、，其中有用成分為（6.2.15）電路可以實(shí)現(xiàn)頻譜搬移的功能。

二、雙二極管平衡開關(guān)電路

圖6.2.4（a）所示中。若二極管D1，D2的伏安特性均可用自原點(diǎn)轉(zhuǎn)折的兩段折線逼近，且導(dǎo)通區(qū)折線的斜率均為。和為帶有中心抽頭的寬頻帶變壓器（如傳輸線變壓器），其初、次級(jí)繞組的匝數(shù)比分別為1：2和2：1。相應(yīng)的等效電路如圖6.2.4（b）所示。圖6.2.4雙二極管平衡開關(guān)電路

足夠大，二極管將在的控制下輪流工作在導(dǎo)通區(qū)和截止區(qū)。當(dāng)時(shí)，二極管D1導(dǎo)通，流過二極管D2的電流為流過負(fù)載的總電流為當(dāng)、，時(shí)，若D2截止，流過二極管D1的電流為

時(shí)，二極管D1截止，的電流為當(dāng)D2導(dǎo)通，則流過二極管D1流過二極管D2的電流為流過負(fù)載的總電流為在的整個(gè)周期內(nèi)，流過負(fù)載的總電流可以表示為利用單向開關(guān)函數(shù)，可以將上式表示為（6.2.16）圖6.2.5開關(guān)函數(shù)與的關(guān)系式中，稱為雙向開關(guān)函數(shù)（高度為1的雙向周期性方波），如圖6.2.5所示。（6.2.17）

雙向開關(guān)函數(shù)的傅立葉展開式為:電流中包含的頻率分量為，幅度是單二極管電路輸出電流幅度的兩倍。顯然電路也可以實(shí)現(xiàn)頻譜搬移的功能。將式（6.2.17）代入（6.2.16）式中可知，，且輸出電流的（6.2.18）三、二極管環(huán)形電路二極管環(huán)形電路如圖6.2.6（a）所示。工作在導(dǎo)通和截止區(qū)域。

在理想情況下，它們互不影響，二極管環(huán)形電路是由兩個(gè)平衡電路組成。時(shí)，若，當(dāng)足夠大，二極管D1、D2、D3、D4將在的控制下輪流圖6.2.6二極管環(huán)形電路當(dāng)為正半周時(shí)，D1、D2導(dǎo)通，D3、D4截止，等效電路如圖6.2.6（b）所示；D1

、D2組成一個(gè)平衡電路。圖6.2.6二極管環(huán)形電路當(dāng)為負(fù)半周時(shí)，D1

、D2截止，D3

、D4導(dǎo)通，等效電路如圖6.2.6（c）所示；D3

、D4組成一個(gè)平衡電路。圖6.2.6二極管環(huán)形電路

因此，二極管環(huán)形電路又稱為二極管雙平衡電路。可以證明，流過負(fù)載的電流可以表示為（6.2.19）顯然，中包含的頻率分量為，若較高，則、，…，等組合頻率分量很容易濾除，故環(huán)形電路的性能更接近理想相乘器，這是頻譜線性搬移電路要解決的核心問題。（6.2.20）圖6.2.7晶體三極管電路圖6.2.7所示，若忽略輸出電壓

6.2.3、三極管電路及差分對(duì)電路

一、晶體三極管電路

晶體三極管電路如的反作用，晶體三極管的轉(zhuǎn)移特性為式中，輸入信號(hào)，且、足夠大、很小。此時(shí)轉(zhuǎn)移特性可以表示為（6.2.22）利用式（6.2.7）、（6.2.8）可得設(shè)圖中參考信號(hào)（在上對(duì)展開為泰勒級(jí)數(shù)式，得到）（6.2.21）式中，為時(shí)變工作點(diǎn)處的電流，隨周期性的變化。為晶體管的時(shí)變跨導(dǎo)，也隨周期性的變化。它們的傅立葉級(jí)數(shù)展開式分別為（6.2.24）（6.2.23）電流中包含的頻率分量為和（）用濾波器選出所需頻率分量，就可以完成頻譜線性搬移功能。同時(shí)，完成頻譜搬移功能的有用項(xiàng)是即中的基波分量與的相乘項(xiàng)。顯然，頻譜搬移效率或靈敏度與基波分量振幅有關(guān)。（6.2.25）二、場(chǎng)效應(yīng)管電路

結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管電路如圖6.2.9所示，圖（ａ）為實(shí)用電路，（ｂ）為原理電路。

場(chǎng)效應(yīng)管的轉(zhuǎn)移特性可以近似表示為（6.2.26）式中為結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管的夾斷電壓。圖6.2.9結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管電路（a）實(shí)際電路圖6.2.9結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管電路（b）原理電路其中：為靜態(tài)工作點(diǎn)電壓，為參考信號(hào)，為輸入信號(hào)。由圖（ｂ）知，

圖6.2.9結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管電路（b）原理電路顯然，中包含的頻率分量只有，，，，

工作原理分析如圖6.2.10所示。顯然，場(chǎng)效應(yīng)管頻譜搬移電路的效率較高，失真小。比晶體三極管頻譜搬移電路的頻率分量少的多。圖6.2.10結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管的電流與跨導(dǎo)特性三、差分對(duì)電路差分對(duì)頻譜搬移電路如圖6.2.11所示。圖（a）中，管的集電極電流作為差分對(duì)管、的電流源，且圖6.2.11差分對(duì)頻譜搬移電路及其電流傳輸特性若忽略管的發(fā)射結(jié)電壓，可以得到（6.2.31）其中為管的靜態(tài)工作點(diǎn)電流，差分對(duì)電路的差模輸出電流為（6.2.32）顯然，差分對(duì)電路的差模輸出電流與的關(guān)系為非線性的雙曲正切函數(shù)[]關(guān)系，曲線如圖6.2.11(b)所示。（1）當(dāng)時(shí)，即輸入電壓較小時(shí)，電路工作在線性放大區(qū)，如圖4.2.12中輸出曲線1所示，此時(shí)（6.2.33）輸出電流中包含的頻率分量為、，電路能夠完成頻譜搬移功能。由雙曲正切函數(shù)的特性知：圖6.2.12差分對(duì)電路的圖解分析的條件，（2）若輸入信號(hào)很大，一般應(yīng)滿足雙曲正切函數(shù)可以近似為雙向開關(guān)函數(shù)，如圖6.2.12中輸出曲線2所示，即差模輸出電流為

（6.2.34）

電路工作在開關(guān)狀態(tài)，輸出電流中包含的頻率分量為、能夠?qū)崿F(xiàn)頻譜搬移功能。（3）若輸入電壓的大小介于上述（1）、（2）兩種情況之間，當(dāng)，則雙曲正切函數(shù)的傅立葉級(jí)數(shù)展開為于是得到輸出電流為（6.2.35）電路工作在線性時(shí)變狀態(tài)，輸出電流中包含的頻率分量為、，同樣能夠?qū)崿F(xiàn)頻譜搬移功能。圖6.2.14吉爾伯特乘法器單元6.2.4集成模擬乘法器一、雙差分對(duì)相乘器電路（吉爾伯特乘法器單元）

由圖6.2.14知，差分對(duì)T1、T2的差模輸出電流為

差分對(duì)T3、T4的差模輸出電流為

故雙差分對(duì)模擬相乘器的差值輸出電流為

其中，晶體管T5和T6差分對(duì)管的差模輸出電流值為圖6.2.14吉爾伯特乘法器單元因而雙差分對(duì)相乘器電路的輸出電流為顯然，該電路不能實(shí)現(xiàn)兩個(gè)電壓、的相乘運(yùn)算，僅提供了兩個(gè)非線性函數(shù)（雙曲正切）相乘的特征。但由雙曲正切函數(shù)的特性知：時(shí)，式（6.2.37）可以（1）當(dāng)，近似為（6.2.38）實(shí)現(xiàn)了兩個(gè)電壓、的相乘運(yùn)算。（6.2.37）（2）當(dāng)，為任意值時(shí)，式（6.2.37）可以近似為（6.2.39）實(shí)現(xiàn)了線性時(shí)變工作狀態(tài)。（3）當(dāng)，時(shí)，輸出電流可表示為（6.2.40）實(shí)現(xiàn)了開關(guān)工作。二、MC1496/1596集成模擬相乘器

根據(jù)雙差分對(duì)模擬相乘器基本原理制成的單片集成模擬相乘器MC1496/1596的內(nèi)部電路如圖6.2.15（a）所示，引腳排列如圖(b)所示，電路內(nèi)部結(jié)構(gòu)與圖6.2.14基本類似。圖6.2.15單片集成模擬相乘器MC1496/1596的內(nèi)部電路及其引腳排列

的作用是擴(kuò)大輸入電壓的動(dòng)態(tài)范圍，其基本原理如下：圖6.2.16動(dòng)態(tài)范圍的擴(kuò)展

電路滿足深度負(fù)反饋的條件，于是其中且所以，上式可以簡化為

所以雙差分對(duì)模擬相乘器的差值輸出電流為

（6.2.41）此時(shí)允許的最大動(dòng)態(tài)范圍為（6.2.42）三、MC1595集成模擬相乘器作為通用的模擬相乘器，還需將進(jìn)行擴(kuò)展。MC1595（或BG314）就是在MC1496的基礎(chǔ)上增加了動(dòng)態(tài)范圍擴(kuò)展電路，使之成為具有四象限相乘功能的通用集成器件，如圖6.2.17所示。圖（a）為MC1595的內(nèi)部電路，(b)為相應(yīng)的外接電路。的動(dòng)態(tài)范圍圖6.2.17集成模擬乘法器MC1595(BG314)的內(nèi)部電路及相應(yīng)的外接電路T7～T10管組成的補(bǔ)償電路簡化為圖4.2.18所示的形式。圖6.2.18動(dòng)態(tài)范圍的擴(kuò)展動(dòng)態(tài)范圍的擴(kuò)展原理。為分析方便，將為深度負(fù)反饋電阻，所以的動(dòng)態(tài)范圍為由圖知：當(dāng)三極管T7～T10的值足夠大時(shí)，，，又由于所以：圖6.2.18動(dòng)態(tài)范圍的擴(kuò)展而于是得到即為圖6.2.15中的輸入電壓將上式代入式（6.2.41）中得到（6.2.44）式中為乘法器的乘法系數(shù)。6.3振幅調(diào)制電路調(diào)制的方法有兩種，如圖6.3.1所示。

圖6.3.1振幅調(diào)制方法（a）高電平調(diào)制（b）低電平調(diào)制6.3.1低電平調(diào)制器低電平調(diào)制是將調(diào)制信號(hào)與載波信號(hào)

通過時(shí)域內(nèi)的相乘器實(shí)現(xiàn)的。

一、模擬乘法器調(diào)幅電路

模擬乘法器是低電平調(diào)幅電路的常用器件，它不僅可以實(shí)現(xiàn)普通調(diào)幅，也可以實(shí)現(xiàn)雙邊帶調(diào)幅與單邊帶調(diào)幅。圖6.3.2MC1596組成的普通調(diào)幅或雙邊帶調(diào)幅電路二、大動(dòng)態(tài)范圍平衡調(diào)制器AD6301、組成原理

圖6.3.3是AD630的組成方框圖。圖6.3.3AD630的組成方框圖

當(dāng)開關(guān)S接到端1時(shí)，A1與A3級(jí)聯(lián)，并通過反饋電阻接成反相放大器，增益為：

當(dāng)開關(guān)S接到端2時(shí)。A2與A3級(jí)聯(lián)，并通過反饋電阻接成同相放大器，增益為：為了使兩個(gè)放大器的增益相等，必須滿足下列關(guān)系式：圖6.3.3AD630的組成方框圖或

開關(guān)S受電壓比較器C的輸出電平的控制，而輸出電平則由載波輸入電壓控制，假設(shè)，正半周時(shí)S接到端2；負(fù)半周時(shí)S接到1端，因而合成輸出電壓可以表示為：（6.3.2）構(gòu)成工作在開關(guān)狀態(tài)的平衡調(diào)制器，產(chǎn)生DSB信號(hào)。圖6.3.4AD630的內(nèi)部簡化電路

2、內(nèi)部簡化電路和主要特性

圖6.3.4是AD630的內(nèi)部簡化電路。三、二極管調(diào)制電路1、二極管平衡調(diào)制器利用圖6.2.4所示電路，令，，且，足夠大，則二極管工作在受制的開關(guān)狀態(tài)，即可構(gòu)成二極管調(diào)幅電路。若設(shè)帶通濾波器的諧振等效阻抗為可以證明流過負(fù)載的電流為

圖6.2.4雙二極管平衡開關(guān)電路其中為二極管的導(dǎo)通內(nèi)阻，是以為角頻率的雙向開關(guān)函數(shù)，將其傅立葉級(jí)數(shù)展開式代入上式可得中包含的頻譜分量為和若輸出濾波器的中心頻率為帶寬為，此時(shí)電路將實(shí)現(xiàn)普通調(diào)幅（AM）功能。則輸出電壓為利用圖6.2.4所示電路，若令，，且，足夠大，則二極管工作在受制的開關(guān)狀態(tài)，即可構(gòu)成二極管平衡調(diào)制電路，如圖6.3.5所示。若設(shè)帶通濾波器的諧振等效阻抗為。

需要說明的是，二極管平衡調(diào)制器中，調(diào)制電壓和載波信號(hào)的輸入位置與所要完成的頻譜搬移功能有密切的關(guān)系。圖6.3.5二極管平衡調(diào)制器（6.3.4）中包含的頻譜分量為和可以證明流過負(fù)載的電流為（6.3.3）將的傅立葉級(jí)數(shù)展開式代入式（6.3.3）可得當(dāng)時(shí)，有（6.3.6）

輸出電壓是雙邊帶調(diào)幅（DSB）信號(hào)。若輸出濾波器的中心頻率為，帶寬為，則輸出電壓為（6.3.5）

圖6.3.5二極管平衡調(diào)制器的工作波形如圖6.3.6所示。圖6.3.6二極管平衡調(diào)制器的工作波形2、二極管環(huán)形調(diào)制器

為了進(jìn)一步減少組合頻率分量，提高調(diào)制效率，可采用第二節(jié)中介紹的圖6.2.6（a）所示的二極管環(huán)形電路。令、代入式（6.2.19）中得到輸出電流為（6.3.7）圖6.2.6二極管環(huán)形電路（6.3.8）當(dāng)時(shí)，輸出電壓可以進(jìn)一步簡化為（6.3.9）

很顯然，式（6.3.9）的振幅比式（6.3.6）高一倍，輸出的信號(hào)電壓是雙邊帶調(diào)幅信號(hào)。圖6.2.7的工作波形請(qǐng)自行分析。顯然，中的頻率分量為，利用中心頻率為，帶寬為的帶通濾波器濾波后，輸出信號(hào)為集電極調(diào)制——用調(diào)制信號(hào)控制集電極電源電壓，以實(shí)現(xiàn)調(diào)幅；基極調(diào)制——用調(diào)制信號(hào)控制基極電源電壓，以實(shí)現(xiàn)調(diào)幅。

在調(diào)幅發(fā)射機(jī)（如廣播發(fā)射機(jī)）中，一般采用高電平調(diào)制電路。6.3.2高電平調(diào)制器（HighlevelAMircuit）高電平調(diào)幅：根據(jù)調(diào)制信號(hào)控制的電極不同，調(diào)制方法主要有：圖4.2.1(c)諧振功率放大器電路

利用選頻回路的選頻作用，輸出信號(hào)電壓

放大器工作在丙類狀態(tài)；集電極電流為周期性的余弦脈沖。將仍與輸入信號(hào)電壓成正比。高電平調(diào)幅器廣泛采用高效率的丙類諧振功率放大器。若則一、諧振功率放大器的調(diào)制特性

集電極輸出電壓的振幅跟隨電源電壓（1）集電極調(diào)制特性圖4.2.13集電極調(diào)制特性（2）基極調(diào)制特性圖4.2.14基極調(diào)制特性

集電極輸出電壓的振幅變化的特性。變化的特性。跟隨電源電壓二、集電極調(diào)幅

圖6.3.7集電極調(diào)幅電路（a）實(shí)際調(diào)幅電路（b）原理電路圖6.3.7（b）集電極調(diào)幅電路若設(shè)

為集電極有效電源電壓

顯然，為了實(shí)現(xiàn)不失真的調(diào)制，電路應(yīng)工作在過壓狀態(tài)。集電極輸出電壓為：圖6.3.8集電極調(diào)幅工作波形

圖6.3.9基極調(diào)幅電路（a）實(shí)際電路（b）等效原理電路三、基極調(diào)幅電路若設(shè)

為基極有效電源電壓顯然，為了實(shí)現(xiàn)不失真的調(diào)制，電路應(yīng)工作在欠壓狀態(tài)。集電極輸出電壓為：

需要說明的是：高電平調(diào)幅電路可以產(chǎn)生且只能產(chǎn)生普通調(diào)幅波。圖6.3.10基極調(diào)幅工作波形3、電路實(shí)例：圖集電極調(diào)幅電路實(shí)例圖基極調(diào)幅電路實(shí)例

圖6.3.11（a）所示方框圖為采用濾波法構(gòu)成單邊帶發(fā)射機(jī)。若設(shè)調(diào)制信號(hào)的頻譜分量自100Hz到3000Hz，則相應(yīng)各點(diǎn)的頻譜如圖6.3.11（b）所示。6.3.3采用濾波法的單邊帶發(fā)射機(jī)圖6.3.11采用濾波法的單邊帶發(fā)射機(jī)方框圖及其各點(diǎn)信號(hào)的頻譜圖6.4.1包絡(luò)檢波器

實(shí)現(xiàn)包絡(luò)檢波過程的電路為包絡(luò)檢波器。包絡(luò)檢波器根據(jù)所用器件不同，可分為二極管包絡(luò)檢波器和三極管包絡(luò)檢波器；根據(jù)信號(hào)的大小不同，又可分為小信號(hào)平方律檢波器和大信號(hào)檢波器。6.4調(diào)幅信號(hào)的解調(diào)電路1.工作原理由圖6.4.1可見,當(dāng)加在二極管上的正向電壓為設(shè)流過二極管的電流電路參數(shù)要求及二極管峰值包絡(luò)檢波器的原理電路如圖6.4.1所示一、二極管峰值包絡(luò)檢波器其中為輸入高頻調(diào)幅信號(hào)的載頻、為調(diào)制信號(hào)頻率。理想情況下，低通濾波器的阻抗應(yīng)滿足若

工作原理可以由圖6.4.2描述。圖6.4.2輸入信號(hào)為高頻等幅正弦波的檢波過程若C增大，就會(huì)充電慢，大，R一定，放電慢，所以波動(dòng)小，小。若R增大，則充電快，放電慢，C一定，波動(dòng)小，大。當(dāng)輸入為調(diào)幅波時(shí)的檢波器工作波形如圖6.4.3所示。圖6.4.3輸入為調(diào)幅波情況下的檢波器工作波形2.性能指標(biāo)（1）檢波效率：可以證明（2）等效輸入電阻證明：功率守恒，輸入功率：輸出功率：于是所以圖6.4.4中頻放大器與檢波器級(jí)聯(lián)

在接收設(shè)備中，檢波器前接有中頻放大器，如圖6.4.4所示。所以，等效輸入電阻就是中頻放大器的負(fù)載。所以從增加中頻放大器增益、提高接收機(jī)靈敏度的角度出發(fā)，應(yīng)盡量加大也即應(yīng)加大。但是的增大同樣受到檢波器中非線性失真的限制。

解決以上矛盾的一個(gè)有效方法是采用圖6.4.5所示的三極管射極包絡(luò)檢波電路。由圖可見，就其檢波物理過程而言，它利用發(fā)射結(jié)產(chǎn)生與二極管包絡(luò)檢波器相似的工作過程，不同的僅是輸入電阻比二極管檢波器增大了倍。這種電路適宜于集成化，在集成電路中得到了廣泛的應(yīng)用。圖6.4.5三極管射極包絡(luò)檢波電路（1）惰性失真（對(duì)角線切割失真）惰性失真如圖6.4.6所示。

產(chǎn)生的原因：它是在調(diào)幅波包絡(luò)下降時(shí)，由于時(shí)間常數(shù)太大（圖中時(shí)間內(nèi)），電容C的放電速度跟不上3、二極管包絡(luò)檢波器中的失真圖6.4.6惰性失真輸入電壓包絡(luò)的下降速度。這種非線性失真是由于C的惰性太大引起的，所以稱為惰性失真。避免惰性失真的條件：時(shí)也不產(chǎn)生失真，應(yīng)滿足當(dāng)時(shí)，最大。為了保證在maxW=W（2）底部切割失真（負(fù)峰切割失真）負(fù)峰切割失真產(chǎn)生的原因：檢波器的直流負(fù)載阻抗與交流（音頻）負(fù)載阻抗不相等，而且調(diào)幅度太大時(shí)引起的。通常情況下，檢波器輸出須通過耦合電容與輸入等效電阻為

的低頻放大器相連接，如圖6.4.7所示。圖6.4.7計(jì)入耦合電容和低放輸入等效電阻后的檢波電路

檢波器輸出是在一個(gè)直流電壓上迭加了一個(gè)音頻交流信號(hào)，即

為了有效地將檢波后的低頻信號(hào)耦合到下一級(jí)電路，要求所以的值很大。這樣，中的直流分量幾乎都落在上，這個(gè)直流分量的大小近似為輸入載波的振幅，即上的分壓為此電壓反向加在二極管兩端，如圖6.4.7所示。等效為一個(gè)電壓為的直流電壓源，此電壓源在

所以圖6.4.7計(jì)入耦合電容和低放輸入等效電阻后的檢波電路圖6.4.8負(fù)峰切割失真

當(dāng)輸入調(diào)幅波的調(diào)制系數(shù)較小時(shí)，這個(gè)電壓的存在不致影響二極管的工作。當(dāng)調(diào)制系數(shù)較大時(shí)，出現(xiàn)如圖6.4.8(a)所示。造成二極管截止，結(jié)果造成輸出低頻電壓負(fù)峰切割掉了。如圖6.4.8(b)所示。顯然，愈小，則上的分壓值愈大，這種失真愈易產(chǎn)生。另外，愈大，則愈小，這種失真也愈易產(chǎn)生。避免產(chǎn)生負(fù)峰切割失真的條件：

由圖6.4.8（a）可見，要防止這種失真的產(chǎn)生，必須使包絡(luò)線的最小電平大于或等于，即滿足

或圖6.4.8負(fù)峰切割失真通常情況下，圖6.4.7中，容量較大，對(duì)音頻來說，可以認(rèn)為是短路。因此，檢波器的交流負(fù)載阻抗為檢波器的直流負(fù)載阻抗顯然實(shí)際上，現(xiàn)代設(shè)備一般采用很大的集成運(yùn)放，不會(huì)產(chǎn)生底部切割失真。圖6.4.9分負(fù)載檢波電路

在分離元件的電路中，通常采用如圖6.4.9所示的分負(fù)載電路。依此減少與的差別。圖6.4.10收音機(jī)中的實(shí)際二極管檢波電路例如，圖6.4.10是某收音機(jī)二極管檢波器的實(shí)際電路。4、設(shè)計(jì)考慮（自學(xué)）

設(shè)計(jì)二極管包絡(luò)檢波器的關(guān)鍵在于：正確選用晶體二極管，合理選取等數(shù)值，保證檢波器提供盡可能大的輸入電阻，同時(shí)滿足不失真的要求。(1)檢波二極管的選擇

為了提高檢波電壓傳輸系數(shù)，應(yīng)選用正向?qū)娮韬蜆O間電容?。ɑ蜃罡吖ぷ黝l率高）的晶體二極管。為了克服導(dǎo)通電壓的影響，一般都需外加正向偏置，提供（20～50）μA靜態(tài)工作點(diǎn)電流，具體數(shù)值由實(shí)驗(yàn)確定。(2)

和的選擇首先根據(jù)下述考慮確定的乘積值。1）從提高檢波電壓傳輸系數(shù)和高頻濾波能力考慮，應(yīng)盡可能大。工程上，要求它的最小值滿足下列條件2）從避免惰性失真考慮，允許的最大值滿足下列條件工程分析時(shí)，取即可。因此，要同時(shí)滿足上述兩個(gè)條件，可供選用的數(shù)值范圍由下式確定：值確定后，一般可按下列考慮分配RL和C的數(shù)值。

①

為保證所需的檢波輸入電阻，的最小值應(yīng)滿足下列條件或②為避免產(chǎn)生負(fù)峰切割失真，的最大允許值應(yīng)滿下列條件：

若采用集成運(yùn)放作為低頻放大級(jí)，該條件可以忽略。因此，要同時(shí)滿足上述兩個(gè)條件的取值范圍應(yīng)為③

當(dāng)選定后，就可按乘積值求得，但應(yīng)檢驗(yàn)求得的值是否滿足下列條件④

當(dāng)采用分負(fù)載電路時(shí)和的數(shù)值可按進(jìn)行分配，而和均可取為。二、并聯(lián)型二極管包絡(luò)檢波器（自學(xué)）

有些情況下，需要在中頻放大器和檢波器之間接入隔直流電容，以防止中頻放大器的集電極饋電電壓加到檢波器上，為此可以采用并聯(lián)型二極管包絡(luò)檢波器。如圖6.4.11所示。圖6.4.11并聯(lián)型二極管包絡(luò)檢波器電路的工作波形如圖6.4.12所示。

圖6.4.12并聯(lián)型包絡(luò)檢波器工作波形當(dāng)時(shí)，可以證明

顯然比串聯(lián)型電路的等效輸入電路小，不利于提高中頻放大器的電壓增益。圖6.4.13為并聯(lián)型包絡(luò)檢波器的實(shí)際電路。圖6.4.13并聯(lián)型包絡(luò)檢波器的實(shí)際電路

同步檢波（SynchronousDetector）又稱為相干檢波，主要用于解調(diào)DSB和SSB信號(hào)，有乘積型和疊加型兩種方式，其組成框圖分別為圖6.4.14所示。6.4.2同步檢波器一、乘積型同步檢波器

乘積型同步檢波器的原理在6.1.2中已討論過，這里不再贅述。

1、當(dāng)同步信號(hào)與發(fā)送端的載波信號(hào)不同頻同相的情況下，解調(diào)輸出的信號(hào)會(huì)是怎樣呢？若同步信號(hào)與發(fā)射端載波不同步，二者之間存在一相位差，其一般表示式為（6.4.25）式中為一常量，表示兩個(gè)載波之間的相位誤差，表示兩個(gè)載波之間的頻率誤差，即（6.4.26）則乘法器的輸出為低通濾波器的輸出為（6.4.27）從上式可以看出，相角的存在將直接影響解調(diào)輸出。若是一常數(shù)，即同步信號(hào)與發(fā)射端載波的相位差始終保持恒定，同頻不同相，則解調(diào)輸出的低頻分量仍與原調(diào)制信號(hào)成正比，只不過振幅有所減小。當(dāng)然

，否則將無解調(diào)輸出。若是隨時(shí)間變化的[見式（6.4.25）]，則與發(fā)射端載波之間不再同頻，這時(shí)式（6.4.27）為（6.4.28）圖6.4.15同步檢波器方框圖2、同步信號(hào)的獲得（自學(xué)）獲得的電路（稱之為載波恢復(fù)或載波提取電路）也各不相同，如圖6.4.15所示。圖6.4.16解調(diào)AM信號(hào)時(shí)的載波恢復(fù)電路的框圖

（2）若是解調(diào)雙邊帶信號(hào)，由于雙邊帶信號(hào)不含固定的載波分量，不能用限幅濾波法得到同步信號(hào)，此時(shí)可以采用非線性變化方法，組成方框圖如圖6.4.17（a）所示，其工作波形如圖（b）所示。

（1）若是解調(diào)AM波，載波恢復(fù)電路的組成框圖見圖6.4.16。圖6.4.17解調(diào)DSB信號(hào)時(shí)的載波恢復(fù)電路的組成框圖及工作波形如若輸入信號(hào)為單頻率調(diào)制的DSB信號(hào)，即經(jīng)平方器后的輸出為（6.4.29）經(jīng)過帶通濾波器取出（6.4.30）

經(jīng)過二分頻可得到同步信號(hào)，大家可自行分析當(dāng)輸入為多頻率調(diào)制的DSB信號(hào)情況下的工作過程。

（3）、解調(diào)單邊帶信號(hào)，可在發(fā)射端發(fā)射單邊帶信號(hào)的同時(shí)發(fā)射導(dǎo)頻信號(hào)，在接收端采用高選擇性的窄帶濾波器從輸入信號(hào)中取出該導(dǎo)頻信號(hào)，經(jīng)過放大后即可作為同步信號(hào)。或采用高穩(wěn)定度的晶體振蕩器產(chǎn)生指定頻率的同步信號(hào)，但這種方法產(chǎn)生的同步信號(hào)不可能與原載頻同步，只能將這種不同步量限制在允許的范圍內(nèi)。圖6.4.18MC1596組成的同步檢波電路3、乘積型同步檢波電路舉例

圖6.4.18是用MC1596組成的同步檢波電路。普通調(diào)幅信號(hào)或雙邊帶調(diào)幅信號(hào)經(jīng)耦合電容后從y通道①、④腳輸入，同步信號(hào)從x通道⑧、⑩腳輸入。⑿腳單端輸出后經(jīng)RCП型低通濾波器取出解調(diào)信號(hào)二、疊加型同步檢波器

將輸入信號(hào)與同步信號(hào)疊加后，合成包絡(luò)反映調(diào)制信號(hào)變化的普通調(diào)幅信號(hào)，再利用包絡(luò)檢波器實(shí)現(xiàn)解調(diào)，原理電路如圖6.4.19所示。圖6.4.19疊加型同步檢波器若當(dāng)

為雙邊帶信號(hào)時(shí)，（6.4.31）只要滿足，，合成信號(hào)即為不失真的AM調(diào)幅信號(hào)，利用包絡(luò)檢波器可以解調(diào)出所需要的音頻信號(hào)。合成電壓當(dāng)為單邊帶信號(hào)時(shí)，合成電壓（6.4.32）式中：（6.4.33）

合成信號(hào)的包絡(luò)和相角均受到調(diào)制信號(hào)的控制，不能不失真地反映原調(diào)制信號(hào)的變化規(guī)律。所以，一般情況下，由包絡(luò)檢波器構(gòu)成的疊加型同步檢波器不能對(duì)單邊帶信號(hào)實(shí)現(xiàn)線性解調(diào)。

將改寫為（6.4.34）

假若滿足一定的條件，失真可以減小到允許值。若滿足，上式可以簡化為（6.4.35）

進(jìn)一步忽略上式中的三次方及其以上的各項(xiàng)，經(jīng)三角變換后可得（6.4.36）將角頻率為和分量的振幅之比定義為二次諧波失真系數(shù)，用表示，其值為（6.4.37）

若要求％，則要求通過上述分析知：

當(dāng)采用包絡(luò)檢波器構(gòu)成同步檢波電路用以解調(diào)單邊帶信號(hào)時(shí)，為將限制在允許的范圍內(nèi)，必須要求同步信號(hào)有足夠大的振幅圖6.4.20平衡疊加型同步檢波器

實(shí)際上，為了進(jìn)一步抵消眾多的失真頻率分量，可以采用平衡式同步檢波器。如圖6.4.20所示。可以證明，它的解調(diào)輸出電壓中抵消了及其以上的各偶次諧波分量。6.5混頻電路

混頻是將載波為高頻的已調(diào)信號(hào)，不失真地變換為載波為中頻的已調(diào)信號(hào)，必須保持：②頻譜結(jié)構(gòu)不變，各頻率分量的相位大小，相互間隔不變。①調(diào)制類型，調(diào)制參數(shù)不變，即原調(diào)制規(guī)律不變。一、混頻增益

混頻增益（或混頻損耗）是評(píng)價(jià)混頻器性能的重要指標(biāo)?；祛l增益是指混頻器輸出中頻信號(hào)電壓振幅（或功率）對(duì)輸入高頻信號(hào)電壓振幅（或功率的比值，用分貝表示，即）（dB）或(dB)（6.5.1）

在相同輸入信號(hào)情況下，分貝數(shù)越大，表明混頻增益越高，混頻器將輸入信號(hào)變換為輸出中頻信號(hào)的能力越強(qiáng)。接收機(jī)的靈敏度越高。6.5.1混頻器的主要性能指標(biāo)(dB)

顯然，在相同輸入信號(hào)情況下，分貝數(shù)越大，即混頻損耗越大，混頻器將輸入信號(hào)變換為輸出中頻信號(hào)的能力越差。

混頻損耗是對(duì)不具備混頻增益的混頻器而言的，它定義為在最大功率傳輸條件下，輸入信號(hào)功率

中頻功率的比值，用dB（分貝）表示，即對(duì)輸出二、噪聲系數(shù)混頻器的輸入信號(hào)噪聲功率之比（）對(duì)輸出中頻信號(hào)噪聲功率之比的比值，用分貝表示，定義為噪聲系數(shù)（dB）（6.5.2）三、1dB壓縮電平圖6.5.11dB壓縮電平

當(dāng)輸入信號(hào)功率較小時(shí)，混頻增益為定值，輸出中頻功率隨輸入信號(hào)功率線性增大。由于器件的非線性，隨著輸入信號(hào)功率的增大，輸出中頻功率的增大將趨于緩慢，直到比線性增長低于1dB時(shí)所對(duì)應(yīng)的中頻輸出功率電平稱為1dB壓縮電平（1dBCompressionLevel），用表示。圖中，和的單位用dBm表示，即高于1mW的分貝數(shù)，（如0dBm=1mW，3dBm=2mW,10dBm=10mW,20dBm=100mW）等。所對(duì)應(yīng)的輸入信號(hào)功率是混頻器動(dòng)態(tài)范圍的上限電平。

四、選擇性

混頻器的有用成分為中頻，輸出應(yīng)該只有中頻信號(hào)，實(shí)際上由于各種因素會(huì)混雜很多干擾信號(hào)。因此為了抑制中頻以外的不需要的干擾，就要求混頻器的高頻輸入、中頻輸出回路有良好的選擇性，即回路應(yīng)有較理想的諧振曲線。五、混頻失真

混頻失真包括頻率失真、非線性失真以及各種非線性干擾，如組合頻率干擾、交叉調(diào)制、互相調(diào)制等等?；祛l失真的存在，將影響通信質(zhì)量。

六、隔離度

理論上要求混頻器的各端口之間是隔離的，任一端口上的功率不會(huì)竄通到其它端口。但在實(shí)際電路中，總有極少量功率在各端口之間竄通，隔離度就是用來評(píng)價(jià)這種竄通大小的一個(gè)性能指標(biāo)，定義為本端口功率與竄通到其它端口的功率之比，用分貝數(shù)表示。一、二極管環(huán)形混頻器圖4.5.2二極管雙平衡環(huán)形相乘器6.5.2二極管混頻器

由圖6.5.2(a)知，流過負(fù)載的總電流為（6.5.3）1、工作原理分析當(dāng)時(shí)，二極管D3、D2導(dǎo)通，D1、D4截止，相應(yīng)的等效電路為圖6.5.2(b)所示。流過負(fù)載的電流為（6.5.4）圖6.5.2二極管雙平衡環(huán)形相乘器時(shí)，二極管D1、D4導(dǎo)通，D3、D2截止，相應(yīng)的等效電路為圖6.5.2(c)所示。流過負(fù)載的電流為（6.5.5）當(dāng)圖6.5.2二極管雙平衡環(huán)形相乘器因此，在的整個(gè)周期內(nèi)，流過負(fù)載的總電流可以表示為（6.5.6）由此可見，電流中包含的頻率分量為

經(jīng)LC帶通濾波器濾除無用頻率分量，在負(fù)載上得到的有用中頻電流分量為（6.5.7）電路實(shí)現(xiàn)了混頻功能。2、二極管環(huán)形混頻器插入損耗的分析(自學(xué))根據(jù)定義，由圖6.5.2(a)知，流過輸入信號(hào)源端的電流為（4.5.8）將式（6.5.4）和（6.5.5）代入上式得（6.5.9）所以接在信號(hào)源端的等效負(fù)載電阻為：（6.5.10）若令，實(shí)現(xiàn)功率匹配，信號(hào)源所提供的最大信號(hào)功率為（6.5.11）負(fù)載上所得到的中頻電壓幅值為，（一般）（6.5.12）相應(yīng)的輸出中頻功率為（6.5.13）因此，電路的插入損耗為（6.5.14）

實(shí)際上，考慮變壓器和二極管中的損耗，環(huán)形混頻器的插入損耗約為（6－8）dB。圖6.5.4二極管環(huán)形混頻組件引腳及其內(nèi)部電路二極管環(huán)形混頻器可以做成集成電路，如圖6.5.4所示。二、電路實(shí)例分析圖6.5.5二極管環(huán)形混頻器實(shí)用電路之一6.5.3集成混頻器圖6.5.6采用MC1596雙差分對(duì)模擬相乘器構(gòu)成的混頻器

集成混頻器由集成模擬乘法器和帶通濾波器組成。在通信系統(tǒng)中，常采用MC1596雙差分對(duì)模擬相乘器實(shí)現(xiàn)混頻，此時(shí)電路可以工作在很高的工作頻率上。實(shí)際電路如圖4.5.4所示。由集成高頻雙差分對(duì)電流模模擬乘法器AD831構(gòu)成的平衡混頻器外接電路如圖4.5.5所示，圖6.5.7AD831的內(nèi)部電路組成及構(gòu)成混頻器的外接電路圖6.5.7AD831的內(nèi)部電路組成及構(gòu)成混頻器的外接電路6.5.4三極管混頻器

三極管混頻器是利用器件特性曲線的非線性，其基本原理與二極管混頻器基本相似，可分為晶體三極管混頻器和場(chǎng)效應(yīng)管混頻器。一、晶體三極管混頻器利用圖6.2.7所示電路，令，即可實(shí)現(xiàn)混頻功能。圖6.2.7晶體三極管電路1、工作原理

電路工作在線性時(shí)變狀態(tài)時(shí)，流過晶體三極管的集電極電流為（6.5.15）式中和均為本振頻率的周期性函數(shù)，顯然，集電極電流中包含頻率為和的分量；中的中頻電流為（6.5.16）若圖6.2.7所示電路的集電極回路諧振在上，為諧振回路的諧振總電阻，則在回路兩端所得到的中頻輸出電壓為（6.5.17）由式（6.5.16）、（6.5.17）知，輸出中頻電流振幅或電壓與輸入高頻電壓的振幅成正比，即或當(dāng)輸入信號(hào)為已調(diào)波時(shí)，如則（6.5.18）

上式說明，電路在將高頻信號(hào)變換為中頻信號(hào)的過程中，并沒有改變高頻信號(hào)的原調(diào)制規(guī)律，實(shí)現(xiàn)了頻譜的線性搬移即混頻功能。2、混頻跨導(dǎo)和混頻增益

混頻跨導(dǎo)的定義為混頻器輸出中頻電流振幅與輸入高頻信號(hào)電壓振幅

之比，即（6.5.19）此時(shí)混頻增益為（6.5.20）

綜上所述：晶體三極管混頻器在滿足線性時(shí)變的條件下，混頻增益與混頻跨導(dǎo)成正比。實(shí)際上，又與本振電壓的振幅的大小和靜態(tài)偏置有關(guān)，如圖6.5.8所示。值等于時(shí)變跨導(dǎo)中基波分量振幅的一半。圖6.5.8時(shí)變跨導(dǎo)的圖解分析其中，時(shí)變跨導(dǎo)波形如圖6.5.8所示，即圖6.5.9隨變化的特性

圖6.5.10隨變化的特性

當(dāng)靜態(tài)工作點(diǎn)一定，混頻增益隨本振電壓變化而變化，見圖6.5.9所示。顯然，在為某一值（稱之為最佳值）的情況下，混頻增益可以達(dá)到最大值。實(shí)驗(yàn)證明，在中波廣播收音機(jī)中，這個(gè)最佳值約為（20～200）mV。

同樣，若固定值，改變（或發(fā)射極靜態(tài)電流）值，也會(huì)相應(yīng)的變化，如圖6.5.10所示，實(shí)驗(yàn)表明當(dāng)在（0.2～1）mA時(shí)，近似不變，并接近最大。二、場(chǎng)效應(yīng)管混頻電路利用圖6.2.9