雙變換式教學法在高壓直流變換器中的應用

1cmp的數(shù)學模型傳統(tǒng)的分離器采用二維非控制東正教或晶體通道相控制東正教，具有低負荷和低波形的缺點。相對于傳統(tǒng)整流器,三相電壓型PWM整流器可以減少輸入電流諧波成分,提高功率因數(shù),實現(xiàn)能量雙向流動,因而在各領域的應用越來越廣泛。目前來說,三相電壓型PWM整流器的拓撲結構主要有四開關三相電壓型PWM整流器、三相三橋臂電壓型PWM整流器、分裂電容式三相電壓型PWM整流器以及三相四橋臂電壓型PWM整流器。其中三相三橋臂PWM整流器應用最為廣泛,但是當電網某相故障時,由于拓撲結構的限制,三相三橋臂PWM整流器只能輸出額定功率的1/3。而三相四線制的拓撲結構可以提供零序電流通道,因而使得非故障相可以繼續(xù)正常工作,其故障時可以輸出額定功率的2/3。而采用分裂電容式三相PWM整流器則需要更大容量的母線電容來抑制零序電流。因此,三相四橋臂PWM整流器具有較高的可靠性和控制靈活性,非常適用于雙變換式UPS。本文主要針對無變壓器雙變換式UPS中前置三相四橋臂PWM整流器進行分析研究。當UPS帶不平衡負載時,根據(jù)瞬時功率理論,母線電容則需要提供二次脈動功率。而由此導致的母線電壓脈動則會影響整流器的控制回路,使得輸入電流耦合上3次諧波。本文提出的滑動平均算法可以有效地濾除母線電壓2次脈動,減小其對控制回路的影響。本文在abc坐標系下建立了三相四橋臂PWM整流器的數(shù)學模型。為了有效抑制公共橋臂電流的影響,本文采用的是外環(huán)和內環(huán)雙比例積分(PI)控制器的直接電流控制方法。實驗驗證了本文提出的控制策略正確、有效。2電流幅值指令雙變換式UPS的主電路拓撲結構如圖1所示。UPS包括整流部分和逆變部分,其中有一個公共橋臂用于調節(jié)N點電位。當整流器某一相輸入故障或者逆變器所帶負載不平衡時,由此產生的零序電流都可以流過公共橋臂。該拓撲結構具有較高的可靠性和容錯性,工作效率高,非常適合于大功率UPS設備。UPS通過前端整流器從電網吸收功率,后端逆變器則將功率輸出給負載。當吸收功率和輸出功率平衡時,母線電容主要起到緩沖作用。為了更方便地分析功率流動,這里忽略系統(tǒng)中存在的諧波,僅考慮基波分量。UPS吸收和輸出的瞬時有功功率分別為由于電壓和電流都可能存在各種相序的分量,各種相序分量相乘得到的瞬時有功功率不盡相同。表1給出了不同相序組合得到的瞬時有功功率。表中,Vx(x=+,-,0)為不同相序的電壓幅值,Ix(x=+,-,0)為不同相序的電流幅值。φvx(x=+,-,0)為不同相序的電壓相位,φix(x=+,-,0)為不同相序的電流相位。從表1中可以發(fā)現(xiàn),零序分量并不與其他相序分量產生瞬時有功功率,只與零序分量產生含有平均功率和2次脈動功率的瞬時有功功率。而對于正序和負序分量,對于相同相序的分量會產生恒定功率,而對于不同相序的分量會產生2次脈動功率。正常情況下,PWM整流器會調節(jié)三相輸入電流使之平衡并且每相功率因數(shù)為1。假如三相電網電壓平衡,根據(jù)式(1)可以得到整流器從電網側吸收的是平均功率。假如此時逆變器帶平衡負載,那同樣的道理可以得到逆變器給負載提供的也是平均功率。那就是說整流器和逆變器之間達到功率平衡,而此時母線電容不需要參與功率傳輸,只是充當緩沖級,母線電壓保持穩(wěn)定。但是,在負載不平衡時,逆變器給負載提供的就不是平均功率,而是包含有平均功率(p)和2次脈動功率(p(4))的瞬時有功功率。為了保證UPS的吸收和輸出功率平衡,整流器依然提供平均功率,而2次脈動功率則由母線電容來提供。這樣的功率流動方式可以不改變整流器的控制策略,此時母線電容需要選取稍大來抑制2次脈動,避免脈動電壓過大使得母線電壓低于逆變器維持正常工作所需要的最低電壓。但是即使較小的2次脈動電壓也會對控制器造成嚴重影響。由于采用的是雙環(huán)控制策略,外環(huán)PI控制器難以在兩倍于基波頻率處提供足夠大的增益,因此電流幅值指令會含有2次脈動分量,使得輸入電流上產生3次脈動分量,而3次脈動電流又與電網電壓產生4次脈動功率,因而母線電容也會產生4次脈動。因此,如果不能夠有效消除母線電壓反饋中的2次脈動分量,這樣會使得輸入電流上低次諧波成分加大,嚴重影響整流器的性能。由于2次脈動分量幅值較小,而且數(shù)字低通濾波器只能衰減脈動分量而不能做到完全消除,并且會影響到其他頻帶的信號,對控制器會產生較大影響?？紤]到在功率平衡時,2次脈動分量的幅值基本保持恒定。因此本文是通過滑動平均的算法來有效濾除2次脈動分量,易于實現(xiàn)。并且該算法在母線電壓沒有2次脈動時,即負載平衡時,也基本不會對母線電壓采樣造成影響。圖2a所示為負載不平衡時,未加濾波算法的整流器輸入電流波形,其中母線電壓脈動為±0.5V。電流波形有明顯的畸變,低次諧波影響較大。圖2b所示為負載不平衡時,加入濾波算法后整流器輸入電流波形。電流波形質量和未加濾波算法時有了明顯的改善,證明該算法正確、有效。由于電感偏小,在輸入電流基波幅值偏小時會存在著比較明顯的開關頻率的紋波。3公共橋臂的調制如圖1所示,由于公共橋臂的引入,可以調節(jié)母線電容中點與N點的相對電位,使得調制方式更加靈活。而公共橋臂既參與了整流部分的調制,同時也參與了逆變部分的調制。因此,公共橋臂的調制需要綜合考慮。四橋臂變換器常采用零序分量注入的正弦脈寬調制,由三相調制波計算得到第四橋臂的調制波。本文中公共橋臂為整流器和逆變器共用,根據(jù)四橋臂變換器的調制思路,公共橋臂的調制波需要根據(jù)整流器和逆變器的三相調制波共同計算得到,其表達式如下:式中,V*raf,V*rbf,V*rcf為整流器三相輸入調制波;V*iaf,V*ibf,V*icf為逆變器三相輸出調制波。則整流器三個橋臂的調制波為逆變器三個橋臂的調制波為4四橋臂流補償器方案的分析4.1橋臂開關函數(shù)三相四橋臂PWM整流器如圖1所示。忽略開關損耗等非理想因素,根據(jù)圖1所示三相四橋臂整流器的拓撲結構(暫時忽略逆變器部分),由基爾霍夫電壓、電流定理,可以得到以下等式:式中,Sa*、Sb*、Sc*、Sn*為四個橋臂的開關函數(shù)。S*=1,代表對應的橋臂上管導通,下管截止;S*=0,代表對應的橋臂下管導通,上管截止。由于整流器和逆變器共用一個橋臂,如果建模時將公共橋臂電流分解為整流電流和逆變電流之和,那么整流器數(shù)學模型中會含有逆變器的變量,使得控制器的設計難度加大。因此,為了簡化控制器設計,本文不對公共橋臂上的電流進行分解。將公共橋臂電流當成一個獨立的變量,那么三相電流可以單獨控制?？刂频哪康木褪窃诒ＷC整流器控制穩(wěn)定性的基礎上,盡可能的減小公共橋臂電流對整流器的影響。該控制方法簡單有效,更適合于本文中的四橋臂整流器。4.2pi控制器參數(shù)設計實用化的整流器多采用直接電流控制,其中母線電壓外環(huán)電感電流內環(huán)的雙閉環(huán)控制器最為常見。圖3所示為四橋臂整流器某一相的電流內環(huán)控制框圖。其中Kp表示為內環(huán)PI控制器的比例系數(shù),Ki表示為積分系數(shù),Kpwm表示各橋臂輸出電壓與調制波之比,Ts表示采樣周期,Kif表示采樣通路比例,Tif表示采樣延時,L表示整流器交流濾波電感,R表示交流濾波電感寄生電阻。R(s)表示為內環(huán)電流指令值。C(s)表示為系統(tǒng)輸出,其表達式為一般來說,電流內環(huán)PI參數(shù)可以根據(jù)二階最佳整定法求得。但是對于本文中的三相四橋臂PWM整流器,由于公共橋臂電流擾動的存在,控制器參數(shù)設計時需要盡可能的使校正后的系統(tǒng)在基波頻率處能提供較大增益。根據(jù)PI控制器的頻率特性可以得到,其轉折頻率越高,校正后的系統(tǒng)在基波頻率處就能提供更大的增益,但是穩(wěn)定系統(tǒng)需要滿足系統(tǒng)的最小相角裕度為45°,轉折頻率過高會使得截止頻率大大降低,反而造成增益下降。考慮到PI控制器會在其轉折頻率處有45°的相角提升,因此最大轉折頻率定為開環(huán)系統(tǒng)相角為-90°的頻率是比較合適的。確定了轉折頻率后就可以調整PI增益以確定最大截止頻率。4.3主帶開環(huán)等效傳遞函數(shù)為了便于外環(huán)PI控制器設計,將每相電流內環(huán)等效為一階慣性環(huán)節(jié),其等效傳遞函數(shù)為式中,Ti為內環(huán)截止頻率的倒數(shù)。當整流器正常工作時要滿足電壓電流同相,忽略電感上的壓降,可以近似認為三相開關函數(shù)與電流指令同相位,因此將三相電流內環(huán)簡化后得到的電壓外環(huán)系統(tǒng)開環(huán)等效傳遞函數(shù)為式中,K=3MKui/4C;tu=Kup/Kui;Kup、Kui是外環(huán)PI控制器系數(shù);M為調制比。式(8)是一個典型II型系統(tǒng),按照振蕩指標法可以設計出控制器系數(shù)。中頻寬度與變量之間的關系如下:綜合考慮系統(tǒng)超調和響應速度,中頻寬度h通常選擇在3~10之間。確定中頻寬度h后,可以根據(jù)式(9)求出電壓外環(huán)比例和積分系數(shù)。5整流器控制器測試本控制方案在一臺基于TMS320F2812控制系統(tǒng)的雙變換式UPS實驗裝置上得到了驗證。實驗裝置參數(shù)見表2。圖4a所示為負載平衡時且為額定功率時四橋臂整流器輸入電流波形,波形質量良好,正弦度很高。圖4b所示為母線電壓波形,母線電壓穩(wěn)定。證明本文所設計的雙環(huán)PI控制器性能良好,滿足四橋臂整流器的控制要求。圖5所示為當UPS的C相輸入故障時,其余兩相不受其影響,輸入電流波形質量良好且功率因數(shù)為1。因此UPS輸出功率仍然可以達到2kW,與前面的推導一致。圖6a所示為負載不平衡時,四橋臂整流器輸入電流波形,其中逆變器側只有一相帶1kW負載且其余兩相空載。圖6b表明母線電壓存在著±0.6V的2次電壓波動。三相輸入電流基本平衡,證明本文提出的控制方案可以有效濾除母線電壓反饋中的2次脈動分量,減弱其對輸入電流的影響,使得整流器吸收功率接近恒定。但是由于采樣精度以及諧波的影響,濾波算法不可能完全濾除2次脈動分量,因此三相輸入電流THD會稍微偏大。由于實驗裝置前端接調壓器降壓,調壓器本身會減小電流紋波,因此和圖2b中的仿真波形相比,實驗波形中的開關紋波相對較小。6雙環(huán)pi控制器通過分析雙變換式UPS的功率流動發(fā)現(xiàn),當負載不平衡時,UPS需要提供平均功率和2次脈動功率。為了