第3章915MHz無線收發(fā)電路設(shè)計

3.1ATA5429/ATA5428/ATA5425/ATA5423915/868/433/

315MHzASK/FSK收發(fā)電路

3.1.1ATA5429/ATA5428/ATA5425/ATA5423主要技術(shù)特性

ATA5429/ATA5428/ATA5425/ATA5423是一個高集成度的UHFASK/FSK多通道半雙工收發(fā)器芯片，接收部分是一個完全集成的低IF接收機，發(fā)射部分直接采用PLL小數(shù)N分頻合成器進行FSK調(diào)制，ASK直接調(diào)制功率放大器。該芯片支持1～20kBaud(FSK)和1～10kBaud(ASK)數(shù)據(jù)速率。

ATA5429的工作頻率范圍為912.5～917.5MHz；ATA5428的工作頻率范圍為862～872MHz和431.5～436.5MHz；ATA5425的工作頻率范圍為342.5～347.5MHz；ATA5423的工作頻率范圍為312.5～317.5MHz。它們的FSK接收靈敏度為–106dBm(20kBaud)/–109.5dBm(2.4kBaud，433.92MHz)；ASK接收靈敏度為–112.5dBm(10kBaud)/–116.5dBm(2.4kBaud，433.92MHz)。它們集成有RX/TX開關(guān)；與微控制器通信的SPI接口速率為500kb/s；功率放大器效率為38%(433.92MHz/10dBm/3V)；在315MHz、345MHz、433.92MHz、868.3MHz和915MHz工作時不需要外部VCO和PLL；電源電壓范圍為2.4～3.6V或者4.4～6.6V，電流消耗為10.5mA，溫度范圍為–40～+85℃。3.1.2ATA5429/ATA5428/ATA5425/ATA5423引腳功能與內(nèi)部結(jié)構(gòu)

ATA5429/ATA5428/ATA5425/ATA5423采用QFN-48(7mm×7mm)封裝，引腳端功能如表3.1.1所示。ATA5429/ATA5428/ATA5425/ATA5423內(nèi)部結(jié)構(gòu)方框圖如圖3.1.1所示。表3.1.1ATA5429/ATA5428/ATA5425/ATA5423的引腳端功能圖3.1.1ATA5429/ATA5428/ATA5425/ATA5423的內(nèi)部結(jié)構(gòu)方框圖芯片內(nèi)部包含RF收發(fā)器(RFTransceiver)、數(shù)字控制邏輯(DigitalControlLogic)、微控制器接口(μC_Interface)、電源電壓(PowerSupply)4部分。其中：RF收發(fā)器部分包含LNA、PA、小數(shù)N分頻合成器(Fract.-N-FrequencySynthesizer)、信號處理(SignalProcessing)等電路。數(shù)字控制邏輯包含發(fā)射/接收數(shù)據(jù)緩沖器(TX/RX-DataBuffer)、控制寄存器(ControlRegister)、狀態(tài)寄存器(StatusRegister)、輪流檢測電路(PollingCircuit)、位校驗邏輯(Bit-CheckLogic)、SPI接口等電路。電源電壓部分包含開關(guān)(Switch)、調(diào)節(jié)器(Regulators)、喚醒(Wake-up)、復位(Reset)等電路。3.1.3ATA5429/ATA5428/ATA5425/ATA5423應(yīng)用電路

ATA5429/ATA5428/ATA5425/ATA5423工作在433.92MHz，VCC=4.75～5.25V的基站應(yīng)用電路中，如圖3.1.2所示。圖中，C1、C3、C4為68nF，是電源電壓退耦電容器；C2和C12為2.2μF，是內(nèi)部電壓調(diào)節(jié)器的濾波電容器；C5為10nF，是電源電壓退耦電容器；C6為15nF，用來作為內(nèi)部類峰值檢波器和確定數(shù)據(jù)濾波器的高通頻率的電容器；C7～C11是RF匹配電容器，其電容值范圍為1～33pF；L2～L4是匹配電感，其電感值范圍為5.6～56nH；9pF的晶振負載電容集成在芯片上；R1為22kΩ；設(shè)置在RF_OUT引腳端的輸出功率為10dBm；L1、C9和C10構(gòu)成低通濾波器；VSOUT輸出3.3V，能夠提供給微控制器；濾波電容器C12=2.2μF。

圖3.1.2ATA5429/ATA5428/ATA5425/ATA5423基站應(yīng)用電路(433.92MHz)

ATA5429/ATA5428/ATA5425/ATA5423工作在433.92MHz下的遙控器應(yīng)用電路如圖3.1.3所示。圖中：C1和C4為68nF，是電源電壓退耦電容器；C2和C3為2.2μF，是內(nèi)部電壓調(diào)節(jié)器濾波電容器；C5為10nF，是電源電壓退耦電容器；C6為15nF，用來作為內(nèi)部類峰值檢波器和確定數(shù)據(jù)濾波器的高通頻率的電容器；C7～C11是RF匹配電容器，其電容值范圍為1～33pF；L1是匹配電感，其電感值范圍為5.6～56nH；L2是饋送電感，其電感值為120nH；9pF的晶振負載電容集成在芯片上；R1為22kΩ；設(shè)置在RF_OUT引腳端的輸出功率為5.5dBm。圖3.1.3ATA5429/ATA5428/ATA5425/ATA5423遙控器應(yīng)用電路(433.92MHz)

3.2CC1010915/868/433/315MHzFSK

(內(nèi)嵌8051MCU)收發(fā)電路

3.2.1CC1010主要技術(shù)特性

CC1010是內(nèi)嵌8051單片機UHF收發(fā)器。該芯片符合EN300220和FCCCFR47part15規(guī)范，適合在計算機遙測遙控、安防、家庭自動化、汽車儀表數(shù)據(jù)讀取等無線數(shù)據(jù)發(fā)射/接收系統(tǒng)中使用。

CC1010工作在(300～1000MHz)315/433/868和915MHzISM頻段，采用FSK調(diào)制解調(diào)方式，其數(shù)據(jù)速率可達76.8kb/s，靈敏度為-109dBm，輸出功率為-20～10dBm(可編程)，工作電源電壓為2.7～3.6V。3.2.2CC1010引腳功能與內(nèi)部結(jié)構(gòu)

圖3.2.1CC1010的內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖收發(fā)器部分包含接收器部分和發(fā)射器部分。接收器部分由低噪聲放大器(LNA)、混頻器(MIXER)、中頻放大器(IF)、解調(diào)器(MODEM)、解碼器(CODEC)組成。發(fā)射器部分由功率放大器(PA)、PLL(VCO、充電泵、分頻器)等電路組成。

在接收模式中，CC1010被配置成超外差式接收機。RF輸入信號被低噪聲放大器放大，經(jīng)由混頻器變換成中頻(IF)。在中頻級，這個被變換的信號在送入解調(diào)器之前被放大和濾波。經(jīng)過解調(diào)器后輸出的數(shù)字數(shù)據(jù)送入微控制器處理。在發(fā)射模式中，壓控振蕩器(VCO)的輸出信號直接送入功率放大器，RF輸出由微控制器的數(shù)字比特流頻移鍵控。

頻率合成器產(chǎn)生的本振信號在接收模式時被送到混頻器(MIXER)，在發(fā)射模式時饋送到功率放大器。頻率合成器由晶體振蕩器、相位檢波器、充電泵、VCO和分頻器組成。外接晶體必須連接到XOSC端。VCO需要外接一個電感L3。

CC1010芯片工作狀態(tài)的設(shè)置由芯片內(nèi)的微控制器完成。3.2.3CC1010應(yīng)用電路

CC1010的一個典型應(yīng)用電路如圖3.2.2所示，不同工作頻率下的元器件參數(shù)值如表3.2.2所示。圖3.2.2CC1010的應(yīng)用電路圖

1．CC1010的編程

為使用戶在不同應(yīng)用中得到最好的性能，通過可編程的組態(tài)寄存器，下面一些關(guān)鍵參數(shù)能夠被編程：接收和發(fā)射模式，RF輸出功率電平，頻率合成關(guān)鍵參數(shù)(RF輸出頻率)，F(xiàn)SK調(diào)制頻率分離偏差，晶振基準頻率，低功耗模式，基準振蕩器在低功耗模式中啟動或關(guān)閉，數(shù)據(jù)速率和數(shù)據(jù)形式選擇等。ChipconCompononts公司提供給CC1010用戶一個SmartRFStudio(Windows界面)的軟件，SmartRFStudio將根據(jù)用戶的不同選擇，產(chǎn)生設(shè)置CC1010工作狀態(tài)所需的數(shù)據(jù)。這些數(shù)據(jù)必須輸入到微控制器中，通過編程輸入到CC1010的可編程的組態(tài)寄存器中，完成對CC1010工作狀態(tài)的設(shè)置。另外，SmartRFStudio將提供給用戶PLL回路和輸入/輸出匹配電路所需的元件參數(shù)。SmartRFStudio(Windows界面)的編程界面如圖3.2.3所示。圖3.2.3SmartRFStudio的編程界面

2.射頻輸入/輸出匹配網(wǎng)絡(luò)

射頻輸入/輸出匹配網(wǎng)絡(luò)如圖3.2.4所示。不同頻率范圍的參數(shù)值如表3.2.3所示。圖3.2.4射頻輸入/輸出匹配網(wǎng)絡(luò)

3．CC1010的應(yīng)用電路印制電路板圖

CC1010的應(yīng)用電路印制電路板圖如圖3.2.5～圖3.2.9所示。RF電路的工作頻率很高，對PCB的版面設(shè)計是敏感的。Chipcon小心謹慎地設(shè)計了CC1010EM應(yīng)用電路的PCB版面，推薦用戶拷貝它運用于自己的PCB設(shè)計中。PCB采用4層板，材料為FR-4。PCB厚1.6mm，第1層是頂部，2和3層在內(nèi)部，4層在底部。第1層和第4層用來布局電路導線，第2層是接地板，第3層是電源布線板。所有沒有用作布線的面積用銅填滿，連接到地，提供RF屏蔽。地板通過通孔與所有的層連接在一起。CC1010的去耦電容和VCO電感(L101)放在底板面，其他元器件放在第1層。圖3.2.5CC1010的應(yīng)用電路元器件布局圖(頂層，第1層)圖3.2.6CC1010的應(yīng)用電路元器件布局圖(底層)圖3.2.7CC1010的應(yīng)用電路印制電路板圖(元器件面，頂層)圖3.2.8CC1010的應(yīng)用電路印制電路板圖(電源層，第3層)圖3.2.9CC1010的應(yīng)用電路印制電路板圖(底層，第4層)3.3MICRF500700～1100MHzFSK收發(fā)電路

3.3.1MICRF500主要技術(shù)特性

MICRF500是用于ISM(工業(yè)、科學和醫(yī)藥)和SRDC(短距離設(shè)備)的收發(fā)器芯片，適合應(yīng)用在遙測、遠距離測試儀表、無線控制、無線數(shù)據(jù)中繼、無線控制系統(tǒng)、無線調(diào)制解調(diào)器、無線安全系統(tǒng)中。

MICRF500的工作頻率范圍為700～1100MHz；采用FSK(頻移鍵控)調(diào)制方式；數(shù)據(jù)速率達128kBaud；RF輸出功率為10dBm；接收靈敏度為-104dBm(19.2kBaud，BER=10-3)；電源電壓(VIN)為+2.5～+3.4V；發(fā)射模式電流消耗為50mA，接收模式電流消耗為12mA，低功耗模式電流為2μA；環(huán)境溫度(TA)為-40～+85℃。

表3.3.1與MICRF500同類型產(chǎn)品的參數(shù)3.3.2MICRF500引腳功能與內(nèi)部結(jié)構(gòu)

表3.3.2MICRF500引腳功能

MICRF500的內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖3.3.1所示。芯片內(nèi)部包含接收部分、發(fā)射部分和控制接口(ControlInterface)部分。接收部分包含低噪聲放大器(LNA)、混頻器、RC濾波器(RCFilters)、解調(diào)器(Demod)、RSSI等電路。發(fā)射部分包含功率放大器(PA)、預置比例分頻器(Prescaler)、A計數(shù)器(Acounter)、N計數(shù)器(Ncounter)、M計數(shù)器(Mcounter)、壓控振蕩器(VCO)、鑒相器(PhaseDetector)、充電泵(ChargePump)、晶體振蕩器(XCO)等電路。圖3.3.1MICRF500的內(nèi)部結(jié)構(gòu)發(fā)射器由PLL頻率合成器和功放組成。頻率合成器由壓控振蕩器(VCO)、晶體振蕩器、雙模前置比例器、可編程分頻器和鑒相器組成。環(huán)路濾波器是一個靈活且簡單的外部電路。VCO是一個需要外接諧振器和可變電抗器的Colpittts振蕩器，F(xiàn)SK調(diào)制到VCO。合成器含有兩個不同的N、M和A分頻器。FSK調(diào)制也能通過這兩種分頻器之間的切換來實現(xiàn)。N、M和A寄存器的長度分別為12、10和6位。FSK調(diào)制的數(shù)據(jù)從DATAIXO引腳端輸入。功放的輸出功率可通過編程分成8級。當PLL鎖定時，鎖定檢測電路工作。

在接收模式，PLL合成器產(chǎn)生本振振蕩(LO)信號。N、M和A的值給出的本振振蕩頻率被分別存儲在NO、MO和AO寄存器中。接收器是零中頻結(jié)構(gòu)，以便能使用低功耗的集成低通濾波器作為通道濾波器。接收裝置的低噪聲放大器(LNA)驅(qū)動一個正交混頻器對?；祛l器輸出饋送至兩路相同的相位積分信道。每條信道包括前置放大器、三階Sallet-KeyRC低通濾波器和限幅器。主要的信道濾波器總電容最小時必須要能滿足電路的選擇性和動態(tài)范圍。Sallen-KeyRC濾波器能通過編程劃分成四個不同的截止頻率：10kHz、30kHz、60kHz和200kHz。外圍電阻可以調(diào)整濾波器的截止頻率。解調(diào)器解調(diào)I和Q信道的輸出，并產(chǎn)生一個數(shù)字信號輸出。檢測I和Q信道信號的相對相位，如果I信道落后于Q信道，則FSK調(diào)制頻率位于本振振蕩頻率之上(數(shù)據(jù)“1”)。如果I信道信號超前Q信道，則FSK調(diào)制頻率位于本振振蕩頻率之下(數(shù)據(jù)“0”)。接收器的輸出從DATAIXO腳輸出。RSSI(接收信號強度指示器)電路顯示收到的信號強度級別。3.3.3MICRF500應(yīng)用電路

1．VCO和PLL部分

頻率合成器包含一個VCO、晶體振蕩器、雙模計數(shù)器、分頻器、鑒相器電路、充電泵、鎖定檢測電路和一個外部回路濾波器。雙模預置比例分頻器把VCO頻率分為64/65。這個模式被A分頻器控制，有M、N兩種設(shè)置和A分頻器。在發(fā)射模式中使用兩種設(shè)置，F(xiàn)SK能夠通過開關(guān)在兩種設(shè)置之間選擇。鑒相器是一個最小相位噪聲的頻率/相位檢波器。壓控振蕩器(VCO)是一個基本的Colpitts振蕩器，含有一個外部諧振器和一個可變電感，諧振器由電感L1、線性電容C13、芯片內(nèi)部電容和變?nèi)荻O管的可變電容(D1)組成。變?nèi)荻O管的可變電容隨著輸入電壓的增加而減少。VCO頻率將隨著輸入電壓的增加而增加。VCO呈正增加(MHz/Volt)。VCO頻率隨著電容C13的改變而變化，如果電容C13的值變得太小，則VOC的信號振幅將減少，這將導致輸出功率降低。VCO的印制板布局設(shè)計是非常關(guān)鍵的，外圍元件要盡可能靠近輸入腳(6腳)。地線通孔應(yīng)靠近元件焊盤。

晶體振蕩器的晶振是RF輸出頻率的基準，就像接收器中的本機振蕩(LO)頻率一樣。晶振是一個非常關(guān)鍵的部分，要求具有很好的相位和頻率穩(wěn)定性。晶體振蕩器通過調(diào)節(jié)可變電容C20來改變諧振頻率。RF頻率漂移與晶振的頻率漂移一致，為10-6級。調(diào)諧的射頻頻率與頻率漂移兩者之差用Δf(10-6)表示：Δf(10-6)=ST×ΔT+n×Δt式中：ST為振蕩頻率的總溫度系數(shù)(晶體和元件)，單位為10-6/℃；ΔT為晶體諧振時的相對室溫的變化量；n為老化系數(shù)，單位為10-6/年；Δt為收發(fā)器自上次調(diào)諧以來經(jīng)過的時間。當Δf(Hz)=Δf(10-6)×fRF比FSK頻偏大時，解調(diào)器將不能譯碼數(shù)據(jù)。要獲得小的頻偏，晶體要預老化且要有小的溫度系數(shù)。電路中采用10MHz晶振，其他頻率的晶振也可以使用。晶體振蕩器的啟動時間是典型的毫秒級。為了降低功耗，MICRF500電路設(shè)計XCO電路在其他電路模塊開啟之前啟動。XCO振幅達到足夠的高度后去觸發(fā)M計數(shù)器，在M計數(shù)器計數(shù)后輸出兩個脈沖后，其余電路啟動。在準備啟動期間，電路的電流消耗大約為300μA。圖3.3.2MICRF500應(yīng)用電路(869MHz)

MICR500芯片中有一個鎖定檢測部分，用以指示PLL是否鎖定，引腳端15(LOCKDET)呈邏輯高電平時意味著PLL鎖定。相位檢測輸出被轉(zhuǎn)換成電壓，經(jīng)連接在引腳端14(LD_C)的外接電容C23濾波，產(chǎn)生的直流電壓與位Ref0～Ref5設(shè)置的基準窗口相比較。Ref0～Ref5=1基準窗口在0V和Ref0～Ref5=0基準窗口的直流電壓最大，基準窗口能在兩者之間線性上升或下降。窗口的大小等效為2個(Ref6=1)基準臺階或4個(Ref6=0)基準臺階。

通信到鎖定的位置能否變化取決于溫度、回路濾波器和可變電容器的型號。鎖定檢測電路需要通過軟件定期校準以得到正確的鎖定的位置設(shè)置，這是利用Ref0～Ref5位的組合來實現(xiàn)的。根據(jù)基準窗口的大小，有若干位將顯示鎖定狀態(tài)。例如，一個大的基準窗口差不多要5位組合才能使鎖定檢測器顯示鎖定狀態(tài)，如存在最大的干擾，則第三設(shè)置位應(yīng)被選擇。充電泵能被編程用兩種電流(±125μA和±500μA)工作于四種不同的狀態(tài)。在控制字的70位和71位(cpmp1和cpmp0)實現(xiàn)編程控制。四種模式如下：

(1)?cpmp1=0，cpmp0=0。電流為恒量±125μA，短的PLL鎖時間，應(yīng)用于不重要的場合。

(2)?cpmp1=0，cpmp0=1。電流為恒量±500μA，短的PLL鎖時間，應(yīng)用于重要的場合。

(3)?cpmp1=1，cpmp0=0。當PLL未鎖時電流為±500μA；當PLL鎖定時電流為±125μA，通過LOCKDET(引腳端15)控制，鎖定時間減半。

(4)?cpmp1=1，cpmp0=1。與TX一樣，當使用雙回路濾波器時，RX的電流是±500μA。

VCO和XCO兩個電路部分需要調(diào)諧。VCO調(diào)諧是指調(diào)節(jié)VCO中的微調(diào)電容直到PLL鎖定且充電泵輸出電壓(回路濾波電壓)在電源電壓的中間點。

當使用VCO調(diào)制時，這是特別重要的，VCO的增益特性曲線是非線性的，并且曲線隨著回路電壓而變化，這意味著FSK頻偏也隨著回路電壓而變化。

當使用內(nèi)部調(diào)制時，只要VCO提供足夠大的范圍允許PLL去處理過程參數(shù)和溫度在未鎖定時的變化，VCO調(diào)諧就可以省略。

XCO調(diào)諧是指可調(diào)整晶體振蕩器電路中的微調(diào)電容，使振蕩器頻率達到需要的精確接收頻率。調(diào)諧不可能調(diào)節(jié)覆蓋很大的頻率范圍。為獲得非常接近精確頻率的RF頻率所對應(yīng)的值，N、M和A必須認真選擇。

FSK調(diào)制是指電路分頻器有A0、N1、M0和A1、N1、M1兩組設(shè)置，分頻器通過控制字編程控制。A0、B0、M0編程接收頻率，并用于接收模式。實現(xiàn)FSK有三種方法：

(1)使用VCO實現(xiàn)FSK調(diào)制，對應(yīng)的發(fā)射頻率將被編程在分頻器A1、N1和M1中，在TX模式下，DATAIXO引腳端保持在三態(tài)，直到開始發(fā)射數(shù)據(jù)。

(2)通過開關(guān)在A、N和M分頻器兩組之間實現(xiàn)FSK調(diào)制，A、N和M值對應(yīng)到接收頻率和兩發(fā)射頻率。發(fā)射數(shù)據(jù)“0”時將編程分頻器A0、N0和M0；發(fā)射數(shù)據(jù)“1”時將編程分頻器A1、N1和M1實現(xiàn)。

(3)通過加/減1到分配器A1實現(xiàn)FSK調(diào)制，頻偏將與比較頻率相等，發(fā)射頻率的校準通過編程A1、N1和M1。對于所有類型的FSK調(diào)制，數(shù)據(jù)都從引腳端DATAIXO進入。

回路濾波器的設(shè)計對優(yōu)化參數(shù)是很重要的，如調(diào)制速率、PLL鎖定時間、帶寬和相位噪聲。低位率允許調(diào)制在PLL內(nèi)，回路將鎖定在不同的頻率上，這能通過開關(guān)分頻器(M、N和A)實現(xiàn)。高調(diào)制率(超過2400b/s)靠PLL外調(diào)制來實現(xiàn)，直接加到VCO實現(xiàn)?；芈窞V波器的值能通過軟件編程。

PLL內(nèi)部調(diào)制：快速的PLL要求回路濾波器有一個高的帶寬。選用二階回路濾波器，不能使比較頻率有足夠的衰減。一般選用三階回路濾波器。

PLL外部調(diào)制(閉合回路)：當調(diào)制被加到PLL外部電路時，意味著PLL將不能跟蹤調(diào)制信號在回路中的變化，因此一個相對較低帶寬的回路濾波器是必需的。要求的帶寬取決于實際的調(diào)制率。因為回路帶寬比比較頻率顯著地降低，因此二階環(huán)濾波器通常能獲得比較頻率足夠的衰減。通過三階環(huán)濾波器也能獲得需要的衰減。

若希望較快的PLL鎖定時間，則充電泵可以制作成每單位相位差釋放500μA的電流，芯片上NMOS管漏極開路(引腳端10)接兩阻尼電阻(R10、R9)到地，如圖3.3.2所示，一旦鎖定在正確的頻率上，則PLL自動返回到標準低噪聲操作(充電泵電流為125μA/rad)。如果校準設(shè)置在控制字中反映出來(cpmp1=1，cpmp0=0)，則快速鎖定特征是有效的，通過在回路中的參數(shù)來減少PLL鎖定時間。如果FSK調(diào)制加到VCO，則元件C18、C19、R11、R12和R13(見應(yīng)用電路圖)是必需的。當一個電流輸出時，數(shù)據(jù)在DATAIXO腳輸入，然后反饋到MOD腳(11腳)。當邏輯“1”輸入在DATAIXO引腳端和邏輯“0”進入漏極時，該引腳端為一個50μA的電流源。電容C17為濾波基帶信號而設(shè)置，如果電容大，則將獲得一個慢上升沿的基帶濾波信號；如果電容小，則將獲得高速上升沿信號，也能得到更寬廣的頻譜，電阻R11和R12決定頻偏。如果C18比C17大則頻偏將大，R13較大用于消除回路濾波器的影響。在TX模式下，直到開始發(fā)送數(shù)據(jù)時，引腳端DATAIXO必須保持三態(tài)。

PLL外部調(diào)制需要一個相對調(diào)制率而言較低帶寬的回路濾波器。這將導致一個相對長的回路鎖定時間。在實際應(yīng)用中，這種調(diào)制被加到VCO，實現(xiàn)從節(jié)能模式到接收模式，需要在短的時間里啟動雙回路濾波器。

PLL外部調(diào)制(開環(huán)回路)這種模式，充電泵輸出狀態(tài)有三態(tài)?；芈肥情_環(huán)，因此不能跟蹤調(diào)制。這意味著回路濾波器有高的帶寬和短的開關(guān)時間。由于漏電流、回路電壓將減少，發(fā)射時間將受限于濾波器的帶寬，因此當發(fā)射時間更短時，高帶寬要求低電容量的電容，回路電壓下降得更快?；芈吩赑LL鎖定在需要的頻率上和功放器被打開時構(gòu)成閉環(huán)。當調(diào)制開始時，回路迅速打開，此時回路不能跟蹤調(diào)制，在調(diào)制網(wǎng)絡(luò)中采用AC耦合無DC成分。

2．PA和阻抗匹配電路

發(fā)射功率放大器是基本的AB類，最后一級是開集電極(OC)電路。因此外接一負載電感(L2)是必不可少的，放大器的直流電流通過外接偏置電阻R14調(diào)整。當偏置電阻值為

1.5kΩ時，偏置電流為50μA。最后一級電路的偏置電流大約為15mA。

阻抗匹配電路取決于天線使用的類型，但將被設(shè)計成最大輸出功率。對最大的功率輸出，功率放大器必須接一個約為100Ω的阻抗。輸出功率能通過編程分成8級，每級大約相差3dB，通過控制字Pa2～Pa0控制。為了預防干擾信號干擾功放，功放緩慢地導通和截止，通過外接電容C25連接到引腳端24，允許偏置電流在被限定范圍上升或下降。上升/下降電流的典型值為1.1μA，當電源為3V時，開關(guān)速率為2.6μs/pF。轉(zhuǎn)換功放開關(guān)會影響PLL，所以開關(guān)速率必須與PLL帶寬相對應(yīng)。

緩沖放大器連接在VCO和功率放大器之間。功率放大器的輸入信號將放大到期望的輸出功率。通過設(shè)置位Gc為“０”，緩沖級可以被旁路。

3．LNA輸入

RF接收器的低干擾放大器利用提升輸入信號來優(yōu)化頻率轉(zhuǎn)變過程，其最主要是為了預防混頻器干擾。LNA是一個兩級放大器，正常時在900MHz處能獲得23dB增益，LNA有一直流外饋環(huán)，為LNA提供偏置。外接電容C26對所有的直流反饋環(huán)路起退耦和穩(wěn)定作用，有一個大的低頻環(huán)路增益。為獲得高的接收靈敏度，LAN的輸入阻抗、輸入匹配是非常重要的。

LNA能通過設(shè)置ByLNA位為“1”而被旁路，這對強信號是非常有用的。

4．混頻器

混頻器在900MHz有12dB增益，微分輸出在引腳端34、35和引腳端38、39時，每一路混頻器的輸出阻抗約為15kΩ。

每個通道包括前置放大器和前置濾波器，前置濾波器是一個衰減20dB的三級橢圓Sallen-Key低通濾波器，可以阻止下列回轉(zhuǎn)濾波器受鄰頻道強信號的干擾。前置放大器在Gc=0時有20dB的增益，在Gc=1時有30dB的增益。輸出電壓峰-峰值分別為200mV(30dB時)和1V(20dB時)。

三階Sallen-Key低通濾波器可以用程序控制制成四種不同的截止頻率，如表3.3.3所示。對10kHz的截止頻率，第一級電路必須與每個混頻器的輸出端之間接一個820pF的電容；對30kHz的截止頻率，則需要接一個67pF的電容。

由于回轉(zhuǎn)濾波器的截止頻率可通過外接可變電阻來改變。最佳信道間隔將依賴于Sallen-Key濾波器的截止頻率。

主要信道濾波器是通過七級橢圓低通濾波器的回轉(zhuǎn)電容來實現(xiàn)的。橢圓濾波器為獲得選擇性和動態(tài)范圍必須將電容減到最少?；剞D(zhuǎn)濾波器的截止頻率通過外接電阻調(diào)整。表3.3.4給出了不同的偏置電阻對應(yīng)的不同的截止頻率?；剞D(zhuǎn)濾波器的截止頻率選擇與Sallen-Key濾波器的截止頻率一樣?；剞D(zhuǎn)濾波器的最大截止頻率為175kHz。截止頻率必須足夠高，以通過接收信號(頻偏+調(diào)制)。最低截止頻率為在頻偏fDEV=30kHz和波特率為20kBaud時，最低截止頻率是40kHz。設(shè)置位Fc1=1和Fc0=0，截止頻率為60±15kHz將是最佳的選擇?；剞D(zhuǎn)濾波器偏置電阻為7.5kΩ或8.2kΩ時回轉(zhuǎn)濾波器的截止頻率約為60kHz。當選擇接收寬帶時，晶體誤差也必須考慮進去，如果晶體溫度偏離整個溫度范圍±10×10-6，則輸入的RF信號和LO信號理論上會互相偏離20×10-6。解調(diào)器解調(diào)出來的信號的頻偏必須永遠比頻漂大，最小的頻偏(fDEVmin)等于波特率。頻偏至少等于波特率加上頻漂。

頻偏可以在最小頻偏到最小頻偏加兩個時段的最大頻漂之間變化。當考慮晶體誤差時，最低截止頻率為式中，Δf為考慮晶體誤差時LO信號和輸入RF信號之間的最大頻漂。偏離20×10-6信號在434MHz處的頻漂為8680Hz。在20kBaud波特率時，頻偏必須比28.68kHz更高。當RF信號比LO信號低20×10-6時，頻偏能從20kHz變化，當RF信號比LO信號高20×10-6時，頻偏可以到37.36kHz，最低截止頻率為47.36kHz。

限幅器是一個零點檢波器，限幅器輸出的是與I-Q相位差相對應(yīng)的值，輸出的是邊緣陡峭的方波。

5．解調(diào)器

解調(diào)器解調(diào)I和Q信道輸出，并產(chǎn)生數(shù)字量輸出。解調(diào)器檢測I和Q信道信號之間的相位差。對于I信道限幅器輸出的每一個邊沿(上升沿和下降沿)，Q信道限幅器輸出的振幅被采樣，反之也如此。解調(diào)器的輸出在DATAIXO引腳端。數(shù)據(jù)輸出被IF信號每周期更新四次。這意味著輸出數(shù)據(jù)的最大抖動為1/(4×Δf)(僅僅對零偏有效)。如果I信道信號滯后于Q信道，則FSK調(diào)制頻率位于LO頻率上方(數(shù)據(jù)“1”)；如果I信道超前Q信道，則FSK調(diào)制頻率位于LO頻率下方(數(shù)據(jù)“0”)。

解調(diào)器的輸入和輸出通過一階RC低通濾波器濾波并經(jīng)過施密特觸發(fā)器放大產(chǎn)生方波。

建議在低位率時，增加電容連接于引腳端18(DATAC)，以減少RX數(shù)據(jù)信號濾波器的帶寬。濾波器的帶寬必須根據(jù)位率而調(diào)整，這個功能通過RXFilt位來控制。

6．RSSI

RSSI(接收信號強度指示)電路輸出對應(yīng)于RF輸入信號強弱的直流電壓。超過70dB的RF輸入范圍對應(yīng)于0.7～2.05V。

當接收到的RF輸入信號使RSSI輸出增加時，RSSI能作為信號有無指示器，用于喚醒電路。無信號時，電路可以處于休眠模式以延長電池壽命。

另一個應(yīng)用是能測定發(fā)射功率是否可以在系統(tǒng)中減少一些，如果RSSI檢測到一強信號，則將告訴發(fā)射器減少發(fā)射功率以減少電流消耗。

7．編程

2線(CLKIN和REGIN)式總線用來編程電路，2線串行總線接口可以控制分頻器、選擇發(fā)射和接收工作狀態(tài)、合成器電路功能模塊。接口由一個80位編程寄存器組成。數(shù)據(jù)和第一有效位從REGIN線進入，第一位是輸入P1，最后一位是輸入P80。程序寄存器中的位分配如表3.3.5所示。當FSK調(diào)制加到VCO時，PLL使用分配器A1、N1和M1。當Mod1=1、Mod0=0時會在不同的分頻器中切換。當DATAIXO0=0時，PLL使用分頻器A1、N1和M1，在不同的分頻器間切換來實現(xiàn)FSK調(diào)制。

N、M和A的值可用下列公式計算得到：式中，fC為相對頻率。當CLKIN信號為高電平時，80位控制字首先讀入移位寄存器，然后通過REGIN信號(正的或負的)裝入并行寄存器。電路直接指定模式(如接收、發(fā)射等)。3.4nRF903915/868/433MHzGMSK/GFSK收發(fā)電路

3.4.1nRF903主要技術(shù)特性

nRF903是一種工作在433/868/915MHz國際通用的ISM頻段的單片RF收發(fā)芯片，僅需外接一個晶體和幾個阻容、電感元件，即可構(gòu)成一個完整的射頻收發(fā)器，可方便地嵌入各種測量和控制系統(tǒng)中。由于其抗干擾能力強，因此適合工業(yè)控制應(yīng)用，在儀器儀表數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)、無線抄表系統(tǒng)、無線數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)、計算機遙測遙控系統(tǒng)中得以廣泛應(yīng)用。

nRF903具有GMSK/GFSK調(diào)制和解調(diào)能力；采用DDS+PLL頻率合成技術(shù)，頻率穩(wěn)定性好；數(shù)據(jù)速率可達76.8kb/s；靈敏度高達-100dBm；最大發(fā)射功率達+10dBm；具有170個頻道，適合需要多信道工作的特殊場合；可直接與微控制器接口；電源電壓為2.7～3.6V；接收模式電流消耗為22.5mA，發(fā)射模式電流消耗為41mA，接收待機狀態(tài)為200μA，低功耗模式為1μA。

nRF903頻道分配：433.05～434.79MHz分為0～9個頻道，868～870MHz分為0～11個頻道，920MHz～928MHz分為0～168個頻道。3.4.2nRF903引腳功能與內(nèi)部結(jié)構(gòu)

1．引腳功能

nRF903采用TQFP-32封裝，引腳功能如下：

引腳1，6，7，17，23，24，27，30，32：VSS，地(0V)。

引腳2：LF1，頻率合成器PLL回路濾波器連接端。

引腳3：LF2，頻率合成器PLL回路濾波器連接端。

引腳4：IND1，壓控振蕩器(VCO)外接電感。

引腳5：IND2，壓控振蕩器(VCO)外接電感。

引腳8，9，14，15，31：VDD，電源電壓(+3V)。

引腳10：CFG_CLK，編程模式時鐘(輸入)。

引腳11：CFG_DATA，收發(fā)器組態(tài)數(shù)據(jù)串行輸入。引腳12：CS，片選。CS=“0”時為收發(fā)器正常工作模式；CS=“1”時為收發(fā)器編程模式。

引腳13：XC1，晶體振蕩器輸入。

引腳16：CLK_OUT，時鐘輸出。為外接微控制器提供時鐘，輸出頻率由組態(tài)字中的2位設(shè)置，fCLK_OUT=11.0592MHz/n，n=1，2，4，8。

引腳18：C_SENSE，載波檢測。在接收通道中沒有載波被檢測到時，C_SENSE是“0”；當功率電平大于-106dBm的載波被檢測到時，C_SENSE是“1”。

引腳19：DATA，發(fā)射數(shù)據(jù)輸入和接收數(shù)據(jù)輸出。引腳20：TXEN，發(fā)射/接收模式選擇。TXEN=“0”為接收模式；TXEN=“1”為發(fā)射模式。

引腳21：FILT2，從第1級中頻濾波器到中頻放大器輸入。

引腳22：FILT1，中頻輸出到第1級中頻濾波器。

引腳25：PWR_DWN，低功耗模式控制，參見表3.4.2。

引腳26：STBY，待機模式控制，參見表3.4.2。

引腳28：ANT1，天線端。

引腳29：ANT2，天線端。

2．內(nèi)部結(jié)構(gòu)

nRF903內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖3.4.1所示，可分為發(fā)射電路、接收電路、模式和低功耗控制邏輯電路及串行接口幾部分。圖3.4.1nRF903內(nèi)部結(jié)構(gòu)

1)發(fā)射電路

發(fā)射電路包含射頻功率放大器(PA)、鎖相環(huán)(PLL)、壓控振蕩器(VCO)、頻率合成器等電路。要發(fā)射的數(shù)據(jù)通過DATA端輸入?；鶞收袷幤鞑捎猛饨泳w振蕩器產(chǎn)生電路所需的基準頻率。本機振蕩采用鎖相環(huán)(PLL)方式，由在DDS基礎(chǔ)上的頻率合成器、外接的無源回路濾波器和壓控振蕩器組成。壓控振蕩器由片內(nèi)的振蕩電路和外接的LC諧振回路組成。射頻功率放大器具有高達+10dBm的輸出功率。

2)接收電路

接收電路包含低噪聲放大器(LNA)、混頻器(RFMixer)、中頻放大器、GMSK/GFSK解調(diào)器、濾波器等電路。接收電路中，低噪聲放大器放大輸入的射頻信號，接收靈敏度為

-100dBm。混頻器采用2級混頻結(jié)構(gòu)，第一級中頻為10.7136MHz，第二級中頻為345.6kHz，中頻放大器用來放大從混頻器來的輸出信號。中頻放大器的輸出信號經(jīng)中頻濾波器濾波后送入GMSK/GFSK解調(diào)器解調(diào)，解調(diào)后的數(shù)字信號在DATA端輸出。

3)用戶接口

用戶接口分為以下四大類：

(1)數(shù)據(jù)接口：DATA(數(shù)據(jù)輸入/輸出)；

(2)編程接口：CFG_CLK(編程模式時鐘)、CFG_DATA(組態(tài)數(shù)據(jù)輸入)、CS(片選)，對工作頻率、通道、輸出功率和輸出時鐘頻率等參數(shù)進行設(shè)置；

(3)芯片工作模式控制：STBY(待機模式控制)、PWR_DWN(低功耗模式控制)、TXEN(收/發(fā)模式控制)；

(4)?CLK_OUT(時鐘輸出，可供外部MCU使用)、C_SENCE(載波檢測)，可與微控制器等連接，實現(xiàn)所需操作。

nRF903的用戶接口由7個數(shù)字輸入/輸出引腳端組成，如圖3.4.2所示。接口完成兩個主要的功能：芯片組態(tài)配置和模式控制。圖3.4.2中有另外兩個引腳端C_SENSE和CLK_OUT，當接收通道沒有接收到載波時，C_SENSE是穩(wěn)定的“0”狀態(tài)。CLK_OUT的輸出是晶振基準頻率11.0592MHz的1、2、4、8分頻。圖3.4.2nRF903的用戶接口

nRF903使用編程接口CFG_CLK、CFG_DATA、CS，對工作頻率、通道、輸出功率和輸出時鐘頻率等參數(shù)進行編程設(shè)置。設(shè)置CS為高電平，來自微控制器的14位控制字在編程模式時，在每一個CFG_CLK時鐘信號的上升沿，在CFG_DATA端上的數(shù)據(jù)被寫入組態(tài)寄存器中，完成對工作頻率、通道、輸出功率和輸出時鐘頻率等參數(shù)的設(shè)置。組態(tài)控制字如表3.4.1所示。收發(fā)器的參數(shù)通過CS、CFG_CLK和CFG_DATA組成的串行接口輸入到數(shù)據(jù)移位寄存器去配置內(nèi)部結(jié)構(gòu)單元。在配置模式，CS使能。當組態(tài)控制字輸入到數(shù)據(jù)移位寄存器，CS無效，一個新的配置完成。CFG_DATA的比特率不能超過1Mb/s。

芯片工作模式由STBY、PWR_DWN、TXEN引腳端的狀態(tài)控制，如表3.4.2所示。3.4.3nRF903應(yīng)用電路

nRF903的868MHz應(yīng)用電路電原理圖如圖3.4.3所示。印制電路板圖如圖3.4.4所示。圖3.4.3nRF903的868MHz應(yīng)用電路電原理圖印制電路板(PCB)的設(shè)計直接關(guān)系到射頻性能，PCB使用1.6mm厚的FR-4雙面板，分元件面和底面。PCB的底面有一個連續(xù)的接地面，射頻電路的元件面以nRF903為中心，各元器件緊靠其周圍，盡可能減少分布參數(shù)的影響。元件面的接地面保證元件充分接地，大量的通孔連接元件面的接地面到底面的接地面。nRF903采用PCB天線，在天線的下面沒有接地面。射頻電路的電源使用高性能的射頻電容去耦，去耦電容盡可能地靠近nRF903的VDD端，一般還在較大容量的表面安裝的電容旁并聯(lián)一個小數(shù)值的電容。射頻部分的電源與數(shù)字電路部分的電源分離，nRF903的VSS端直接連接到接地面。注意：不能將數(shù)字信號或控制信號引入到PLL回路濾波器元件上。nRF903VCO的電感位置的最佳設(shè)計是保證產(chǎn)生1.1±0.2V的PLL回路濾波器電壓(LF2端，引腳3)。圖3.4.4nRF903的868MHz應(yīng)用電路印制電路板圖芯片使用過程：①芯片初始化，通過微控制器等對芯片內(nèi)部寄存器進行設(shè)置，設(shè)定工作頻率、發(fā)射功率等參數(shù)；②進入正常工作狀態(tài)，通過微控制器等根據(jù)需要進行收發(fā)轉(zhuǎn)換控制、發(fā)送/接收數(shù)據(jù)或狀態(tài)轉(zhuǎn)換。

一旦配置完成，芯片的工作狀態(tài)由外部信號TXEN、PWR_DWN、STBY和DATA(DATA在發(fā)射模式是輸入，在接收模式是輸出)設(shè)置。除待機模式和低功耗模式外，配置可以在所有的模式下完成。寄存器的內(nèi)容在待機模式和低功耗模式仍然有效。當沒有電源電壓時，配置數(shù)據(jù)消失。nRF903工作模式的轉(zhuǎn)換時間為0.9～5.0ms。當nRF903是接收模式時，輸入射頻信號到LNA(低噪聲放大器)；當nRF903是發(fā)射模式時，輸出來自PA(功率放大器)的射頻信號。連接到nRF903的天線是差動式的，推薦使用的天線通道阻抗是180Ω。輸出級(PA)是由兩個集電極開路的晶體管組成的差分對。VDD必須通過集電極負載給PA供電。當使用回路天線時，VDD將通過回路天線的中心給PA放大器供電。

單端天線連接到nRF903時，使用差動到單端匹配網(wǎng)絡(luò)，如圖3.4.5所示。單端天線也可以使用8:1射頻變壓器連接到nRF903，射頻變壓器的原邊必須有一個中心抽頭，用于電源VDD供電。不同頻率的元件參數(shù)如表3.4.3所示。圖3.4.5差動到單端匹配網(wǎng)絡(luò)圖3.4.6PLL回路濾波器的結(jié)構(gòu)

nRF903的晶振的特性要求是：并聯(lián)諧振頻率f=11.0592MHz，并聯(lián)等效電容C0±7pF，晶振等效串聯(lián)電阻ESR≤60Ω，全部負載電容(包括印制板電容)CL≤12pF。3.5MC33696304～915MHzOOK/FSK收發(fā)電路

3.5.1MC33696主要技術(shù)特性

MC33696UHF收發(fā)器和MC33596接收器為汽車、消費電子和工業(yè)應(yīng)用提供經(jīng)濟、高效的解決方案。MC33696和MC33596可以用于遠程無匙進入、車庫大門控制、射頻ID(RFID)產(chǎn)品、告警監(jiān)控、無線告警與安全系統(tǒng)、家庭自動化和自動讀表等。飛思卡爾半導體還可以提供一種免費的參考設(shè)計，幫助開發(fā)人員在多種應(yīng)用中評估并展示與上述設(shè)備的低功率無線連接。

MC33696的頻率范圍為304MHz、315MHz、426MHz、434MHz、868MHz和915MHz；OOK和FSK發(fā)射與接收；數(shù)據(jù)速率為20kb/s(曼徹斯特編碼)；FSK接收靈敏度為–106.5～–108dBm(2.4kb/s)；IF濾波器帶寬為380kHz；輸出功率為7.25dBm；輸出功率可編程；FSK調(diào)制采用PLL編程實現(xiàn)；通過SPI接口可編程；PLL頻率步長為6kHz；電源電壓為2.1～3.6V或者5V；發(fā)射模式電流消耗為13.5mA，接收模式電流消耗為10.3mA，待機模式電流消耗為260nA；可選擇的溫度范圍為-40～+85°C或–20～+85℃。3.5.2MC33696引腳功能與內(nèi)部結(jié)構(gòu)

MC33696采用LQFP-32封裝，其引腳功能如表3.5.1所示。

表3.5.1MC33696的引腳功能圖3.5.1MC33696內(nèi)部結(jié)構(gòu)方框圖3.5.3MC33696應(yīng)用電路

MC33696應(yīng)用電路如圖3.5.2所示。根據(jù)電路工作頻率選擇晶振的的參數(shù)如表3.5.2所示。圖3.5.2MC33696應(yīng)用電路

3.6RF2915915/868/433MHz收發(fā)電路

3.6.1RF2915主要技術(shù)特性

RF2915是一種工作在433/868/915MHzISM頻段的單片RF收發(fā)芯片，僅需外接少數(shù)的元器件，即可構(gòu)成一個完整的射頻收發(fā)器，可方便地嵌入各種測量和控制系統(tǒng)中。由于其抗干擾能力強，適合工業(yè)控制應(yīng)用，在儀器儀表數(shù)據(jù)采集、無線抄表、無線數(shù)據(jù)通信、計算機遙測遙控等系統(tǒng)中得到了廣泛應(yīng)用。

RF2915具有FSK/ASK/OOK調(diào)制和解調(diào)能力；采用PLL頻率合成技術(shù)，頻率穩(wěn)定性好；靈敏度高達-96dBm；最大發(fā)射功率達+8.5dBm；可直接與微控制器接口；工作電壓為2.4～5.0V；低功耗模式下待機狀態(tài)僅為1μA。3.6.2RF2915引腳功能與內(nèi)部結(jié)構(gòu)

RF2915采用LQFP-32封裝，其引腳功能如下所述。

引腳1：TXENABL，發(fā)射電路使能控制端。TXENABL>2.0V時接通所有發(fā)射電路功能；TXENABL<1.0V時關(guān)斷除PLL之外的所有發(fā)射電路功能。

引腳2：TXOUT，發(fā)射電路的射頻輸出端。當發(fā)射電路工作時，TXOUT輸出低阻抗；當發(fā)射電路不工作時，TXOUT輸出高阻抗。

引腳3：GND2，40dBIF(中頻)限制放大器和TXPA(功率放大器)的接地端，應(yīng)使引線盡量短并直接連接到地，以求最佳的工作性能。引腳4：RXIN，接收電路的RF(射頻)輸入腳。當接收電路工作時，RXIN輸入阻抗為低阻抗；當接收電路不工作時，RXIN輸入阻抗為高阻抗。

引腳5：GND1，RF電路的接地端。應(yīng)使引線盡量短并直接連接到地，以求最佳的工作性能。

引腳6：LNAOUT，接收電路RF低噪聲放大器(LNA)的輸出端。這個引腳是集電極開路輸出，需要外接一個上拉線圈來提供偏置和調(diào)節(jié)LNA輸出。與這個引腳串接的電容可用來使LNA和阻抗為50Ω的鏡像濾波器匹配。

引腳7：GND3，與引腳3相同。

引腳8：MIXIN，RF混頻器(MIX)的射頻輸入。在不使用鏡像濾波器的應(yīng)用中，在LNAOUT和MIXIN之間可用一個LC匹配網(wǎng)絡(luò)來把LNA輸出接到RF混頻器的輸入端。引腳9：GND5，GND5是發(fā)射功率放大器輸入級和接收機RF混頻器的共享地。

引腳10：MIXOUT，RF混頻器(MIX)的中頻輸出。如在應(yīng)用電路中所示，可直接接到

10.7MHz的陶瓷中頻濾波器。使用一個上拉電感和串聯(lián)匹配電容來提供一個330Ω的阻抗與陶瓷濾波器的終端阻抗匹配。另外，也可用一個中頻振蕩回路使中頻頻率和帶寬滿足和適應(yīng)一些特定應(yīng)用的需要。

引腳11：VREFIF，中頻放大器的參考電壓。這個引腳需要連接一個10nF的電容到地。

引腳12：RSSI。從這個引腳輸出一個對應(yīng)于接收信號強度的直流電壓，輸出電壓范圍為0.5～2.3V，輸出電壓隨著接收信號強度的增加而增加。引腳13：IF1IN，40dB中頻放大器(IF1)的中頻輸入。這個輸入端需要連接一個10nF的隔直電容。

引腳14：IF1BP+，40dB中頻放大器(IF1)的直流反饋節(jié)點。這個引腳需要連接一個10nF的旁路電容到地。

引腳15：IF1BP-，與引腳14相同。

引腳16：IF1OUT，40dB中頻放大器(IF1)的中頻輸出。IF1OUT輸出提供一個標稱值為330Ω的輸出阻抗，并可與10.7MHz陶瓷濾波器直接接口。

引腳17：IF2IN，60dB中頻放大器(IF2)的中頻輸入。在這個輸入端需要連接一個10nF的隔直電容。IF2IN輸入端提供一個標稱值為330Ω的輸出阻抗，并和10.7MHz陶瓷濾波器直接接口。引腳18：IF2BP+，60dB中頻放大器(IF2)的直流反饋節(jié)點。這個引腳需要連接一個10nF的旁路電容到地。

引腳19：IF2BP-，與引腳18相同。

引腳20：GND6，60dB中頻放大器(IF2)的接地端。應(yīng)使引線盡量短并直接連接到地，以求最佳的工作性能。

引腳21：DEMODIN，F(xiàn)M解調(diào)器的輸入端。這個引腳端是非AC耦合的，因此，這個引腳上需接一個隔直電容來避免解調(diào)器的輸入與LC振蕩回路短路。這個引腳連接一個陶瓷鑒相器或中頻LC隔直諧振回路。

引腳22：IF2OUT，60dB限制放大器中頻輸出端。此引腳通過5pF電容和調(diào)頻回路與引腳21相連。引腳23：MODIN。FM模擬或數(shù)字調(diào)制可通過這個引腳傳給VCO，VCO根據(jù)出現(xiàn)在這個引腳的電壓而變化。要把偏差設(shè)置到預定的水平，建議使用一個相對于VCC的分壓電路。這個偏差同時也取決于外部諧振電路的總?cè)菘埂?/p>

引腳24：RESNTR+。這個端口用來給VCO提供直流電壓，以及調(diào)節(jié)VCO的中心頻率。引腳24和25應(yīng)該接等值的電感。電感的微小不平衡可以用來調(diào)節(jié)VCO在適當?shù)念l率范圍。

引腳25：RESNTR-。見引腳24的描述。

引腳26：VCOOUT。這個引腳用來給PLL芯片(如LMX2316PLLIC)提供緩沖的VCO輸出，這個腳有直流偏置，需要交流耦合。引腳27：GND4。GND4是VCO、PLL等的共同地。

引腳28：VCC1。這個引腳用來給LNA、混頻器、第一級中頻放大器提供直流偏置。應(yīng)從這個引腳連接一個RF旁路電容到地。在915MHz應(yīng)用時，建議使用22pF的電容；在433MHz應(yīng)用時，建議使用68pF的電容。

引腳29：DATAOUT，解調(diào)器的解調(diào)數(shù)據(jù)輸出。這個引腳的輸出電平與TTL/CMOS兼容。負載電阻的大小要求1MΩ或更大。

引腳30：VCC3。這個腳用來提供直流偏置和給發(fā)射電路的功率放大器(PA)提供集電極電流。它同時給第二級中頻放大器、解調(diào)器和數(shù)據(jù)限幅器提供電壓。這個腳應(yīng)直接接一個旁路電容到地。在915MHz應(yīng)用時，建議使用22pF的電容；在433MHz應(yīng)用時，建議使用68pF的電容。引腳31：LVLADJ。這個引腳被用來改變發(fā)射器的輸出功率。通過對這個腳的模擬電壓控制，可對輸出功率進行調(diào)整，輸出功率的調(diào)整范圍大于12dB。發(fā)射電路的功率放大器的直流電流隨輸出功率降低而減少。注意：當不使用發(fā)射電路時，這個端子必須為低電平。

引腳32：RXENABL，接收機電路使能端。RXENABL>2.0V時，接通所有接收電路功能；RXENABL<1.0V時，關(guān)斷除PLL和RF混頻器電路之外的所有接收電路功能。

RF2915的內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖如圖3.6.1所示。芯片內(nèi)包含發(fā)射功率放大器(PA)、低噪聲接收放大器(LNA)、壓控振蕩器(VCO)、混頻器(MIXER)、中頻放大器、使能控制邏輯(ControlLogic)等電路。圖3.6.1RF2915的內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖在接收模式中，RF輸入信號被低噪聲放大器(LNA)放大，經(jīng)由混頻器(MIXER)變換，這個被變換的信號在送入解調(diào)器(DEMOD)之前被兩級中頻放大(IF1和IF2)和濾波，經(jīng)解調(diào)器解調(diào)，解調(diào)后的數(shù)字信號在DATAOUT端輸出。在發(fā)射模式中，壓控振蕩器(VCO)的輸出信號直接送入到功率放大器(PA)，MODIN端輸入的數(shù)字信號被頻移鍵控后饋送到功率放大器輸出。由于采用了PLL合成技術(shù)，因此其頻率穩(wěn)定性極好。3.6.3RF2915應(yīng)用電路

1．工作在915MHz的應(yīng)用電路

RF2915工作在915MHz的應(yīng)用電路如圖3.6.2所示。PA的輸出和LNA輸入通過隔直電容連接在一起。在發(fā)射模式中，PA的阻抗為50Ω，LNA的阻抗為高阻狀態(tài)；在接收模式中，LNA的阻抗為50Ω，而PA呈現(xiàn)高阻抗狀態(tài)。這樣可不需要TX/RX轉(zhuǎn)換開關(guān)，并允許使用單個的RF濾波器工作在發(fā)射和接收模式。對PA和LNA端，可接一些外部元件(如高功率PA、低NFLNA、上轉(zhuǎn)換器和下轉(zhuǎn)換器等)來滿足各種應(yīng)用。圖3.6.2RF2915工作在915MHz的應(yīng)用電路

MODIN引腳端驅(qū)動一個內(nèi)部的變?nèi)荻O管來進行VCO調(diào)制，這個引腳可用一個電壓來驅(qū)動，以產(chǎn)生期望頻偏。

在接收模式中，DATAOUT引腳端提供邏輯電平輸出。DATAOUT引腳端有能力驅(qū)動到很高的阻抗和低電容狀態(tài)。電容值可以決定DATA輸出的帶寬。對一個3pF的負載電容，其帶寬超過500kHz。數(shù)據(jù)輸出同樣受中頻濾波器的頻偏和帶寬的限制。

直接對VCO進行調(diào)制時首先考慮的問題是對應(yīng)PLL帶寬的數(shù)據(jù)率。鎖相環(huán)可能超出調(diào)制帶寬允許的范圍，從而使調(diào)制數(shù)據(jù)失真。因此應(yīng)使調(diào)制數(shù)據(jù)頻率的較低頻率成分為鎖相環(huán)帶寬的5～10倍，以使失真最小。系統(tǒng)從發(fā)射模式轉(zhuǎn)換到接收模式時需要VCO轉(zhuǎn)換到另一個頻率。這個轉(zhuǎn)換的速度是和環(huán)路帶寬相對應(yīng)的。環(huán)路帶寬越大，轉(zhuǎn)換的時間越快。VCO的相位噪聲是影響轉(zhuǎn)換速度的另外一個因素。相位噪聲如果在頻帶之外，則是由于VCO本身，而不是晶振基準。設(shè)計系統(tǒng)時，必須在可容許的相位噪聲的PLL帶寬、轉(zhuǎn)換參數(shù)以及最小的調(diào)制數(shù)據(jù)失真度之間折中選擇。

RF2915的發(fā)射電路有一個輸出功率等級調(diào)節(jié)端(LVDLADJ)，對于幅度調(diào)制可用它來提供大約18dB的功率控制。對ASK應(yīng)用，18dB范圍內(nèi)的LVLADJ不能產(chǎn)生足夠的RSSI擺動電壓來保證可靠的通信。建議使用開關(guān)鍵控方式(OOK)來保證可靠通信。要實現(xiàn)這一點，LVLADJ和TXENABL就要一起控制(請注意，在TXENABL為低電平時，LVLADJ必須維持在高電平)，這將獲得大于50dB的開/關(guān)比。接收電路的RSSI輸出來自一個電流源，需要一個電阻將之轉(zhuǎn)換為電壓。用一個51kΩ的電阻負載一般有0.7～2.5V的輸出。建議使用并聯(lián)電容來限制信號輸出。

對于ASK/OOK接收電路的解調(diào)，需要一個外部的數(shù)據(jù)限制器。RSSI輸出用來提供數(shù)據(jù)濾波器和低通濾波器的直流參考電平給數(shù)據(jù)限制器。因為較低頻率的低通濾波器有比較大的時間常數(shù)，所以可能需要一個較長的前置時間來使直流參考電平達到穩(wěn)定狀態(tài)。與FSK方式一樣，數(shù)據(jù)形式同樣影響直流參考電平和接收數(shù)據(jù)的可靠性。使用曼徹斯特編碼方案可提高數(shù)據(jù)的完整性。在系統(tǒng)中，VCO是非常敏感的部分，通過引線的輻射或耦合反饋到VCO的射頻信號可以引起PLL失控?？烧{(diào)變?nèi)荻O管的正極的連線應(yīng)保持較短。諧振器和變?nèi)荻O管的布線是相當重要的。電容和變?nèi)荻O管應(yīng)該靠近RF2915的管腳，并且引線的長度應(yīng)盡量短。電感線圈應(yīng)放得遠一些，以減少電感線圈的值來補償引線電感，也可應(yīng)用經(jīng)過精心設(shè)計的印制電感。當使用的回路帶寬小于5kHz時，對諧振器的VCC進行好的濾波將有助于減少VCO的相位噪聲?？墒褂靡粋€100～200Ω的串聯(lián)電阻和一個1μF或更大的電容。對低噪聲放大器和混頻器之間的接口來說，耦合電容應(yīng)盡可能接近RF2915的管腳，并且應(yīng)遠離偏置電感。電感的值應(yīng)該可以調(diào)節(jié)以補償線路的感抗。LNA的輸出阻抗在正常的情況下是幾千歐姆，這使得它很難與50Ω的負載匹配。如果使用鏡像濾波器，則建議使用高阻抗的濾波器。

鑒相(頻)器的回路可以使用陶瓷鑒相器，陶瓷濾波器的溫度系數(shù)正常時為+50×10-6/℃。能用LC回路代替陶瓷鑒相器，它在高數(shù)據(jù)速率時能提供更有效的寬帶鑒相(頻)器。

RF2915的PLL集成電路可采用國家半導體公司的LMX2315PLL芯片，這個PLL芯片可由國家半導體公司提供的軟件來編程(安裝代碼在/appinfo/wireless/上)。PLL芯片需外部基準振蕩器來提供不同參考頻率和步長的估算。國家半導體公司的軟件同時還有一個計算器來決定給出的環(huán)路帶寬的R和C的元件值。

RF2915的收發(fā)模式由RXENABL和TXENABL來控制。RXENABL和TXENABL都為“0”時，電路處于休眠模式；TXENABL=“1”和RXENABL=“0”時，電路處于發(fā)射模式；TXENABL=“0”和RXENABL=“1”時，電路處于接收模式；TXENABL=“1”和RXENABL=“1”時，電路處于PLL鎖定模式。發(fā)射模式轉(zhuǎn)換到接收模式或者接收模式轉(zhuǎn)換到發(fā)射模式所用時間是100μs。

2．評估電路設(shè)計示例圖3.6.3RF2915的評估電路電原理圖圖3.6.4RF2915的評估電路元器件布局圖圖3.6.5RF2915的評估電路印制板圖(元器件面)圖3.6.6RF2915的評估電路印制板圖(底板面)3.7TH7122300～930MHzFSK/FM/ASK收發(fā)電路

3.7.1TH7122主要技術(shù)特性

TH7122是Melexis公司推出的一種單片F(xiàn)SK/FM/ASK收發(fā)器芯片。TH7122可工作在多信道可編程或單信道單機半雙工傳輸系統(tǒng)中，如通用半雙工數(shù)字或模擬信號傳輸系統(tǒng)、低功耗遙控遙測系統(tǒng)、安防系統(tǒng)、遠程登錄(RKE)、輪胎壓力監(jiān)測(TPMS)、車庫門開啟裝置、智能遙控系統(tǒng)、家庭自動化系統(tǒng)等。TH7122在可編程的用戶模式下，可用一個外部VCO變?nèi)荻O管工作在27MHz的系統(tǒng)中。

TH7122的工作頻率范圍為300～930MHz；接收靈敏度為-107dBm；輸出功率為10dBm；FSK數(shù)據(jù)速率為40kb/s，ASK數(shù)據(jù)速率為40kb/s，F(xiàn)M帶寬為10kHz；電源電壓為2.10～5.5V；ASK接收電流為10.2mA，F(xiàn)SK接收電流為10.8mA，發(fā)射電流消耗為24mA，待機模式電流消耗為100nA；工作溫度范圍為-40～+85℃。3.7.2TH7122引腳功能與內(nèi)部結(jié)構(gòu)

TH7122的內(nèi)部結(jié)構(gòu)方框圖如圖3.7.1所示。芯片內(nèi)集成了低噪聲放大器(LNA)、混頻器(MIX)、IF放大器(IFA)、FSK解調(diào)器(FSKDemodulator)、兩個操作放大器(OA1和OA2)、峰值檢波器(PKDET)、基準晶振(RO)、相頻檢波器(PFD)、充電泵(CP)、功率放大器(PA)、壓控振蕩器(VCO)、串行控制口(SCL)等電路。

TH7122可以工作在兩個不同的用戶模式下。它可以作為3線式總線控制的可編程器件，也可作為有固定頻率的獨立器件。圖3.7.1TH7122內(nèi)部結(jié)構(gòu)方框圖

1．單機用戶模式(SUM)

在電源導通之后，收發(fā)器置于固定頻率模式(單機用戶模式、SUM)。在這種模式下，引腳端FS0/SDEN和FS1/LD必須連接到VEE或VCC，以便發(fā)出工作所需要的頻率。引腳端FS0/SDEN和FS1/LD的邏輯電平在電源導通之后要固定不變，以保持在單機用戶模式下。在SUM模式下，引腳端FS0/SDEN和FS1/LD發(fā)出四個固定頻率設(shè)置：315MHz、433.92MHz、868.3MHz、915MHz。單機用戶模式的控制字各位的默認值描述如表3.7.2所示。

2．可編程用戶模式(PUM)

收發(fā)器也可工作在可編程用戶模式。在電源導通之后，改變引腳端FS0/SDEN的邏輯狀態(tài)進入這種模式，通過串行控制端口(SCI)可編程實現(xiàn)芯片的全部功能。

在可編程用戶模式中，利用一個3線(SCLK、SDTA和SDEN)串行控制端口可對收發(fā)器進行編程。在每個SCLK信號的上升沿，引腳端SDTA的邏輯值被寫入一個24位的移位寄存器，存儲在移位寄存器中的數(shù)據(jù)在SDEN的上升沿被送入四個鎖存器中的一個。控制字有24位，其中有2個地址位和22個數(shù)據(jù)位。前兩位(位22和23)是鎖存器地址位。最先輸入的位是MSB位。為了在多信道運行狀態(tài)對收發(fā)器進行編程，可發(fā)出四個24位字：A字、B字、C字、D字。如果必須改變一個字中的某一位，則只有24位字才能夠完成編程。SCI在運行模式和在待機模式一樣都可對其進行編程。模式控制邏輯控制四個不同的操作模式：待機、發(fā)射、接收和空閑模式。在SUM和PUM模式，都可以置于不同的模式。在SUM模式，可以通過控制引腳端RE/SCLK和TE/SDTA來設(shè)置不同的模式；在PUM模式，可以通過寄存器OPMODE位選擇所需要的工作模式。在SUM模式，引腳端RE/SCLK和TE/SDTA是接收使能端和發(fā)射使能端，而在PUM模式，這些引腳是3線式總線SCI的一部分。3.7.3TH7122應(yīng)用電路

TH7122FSK應(yīng)用電路如圖3.7.2所示，其元件參數(shù)如表3.7.5所示。不用額外的VCO變?nèi)荻O管，只能覆蓋300～930MHz的工作頻率范圍。要擴展頻率范圍到27MHz，可通過加一個外部的變?nèi)荻O管到VCO回路來實現(xiàn)，如圖3.7.3所示。TH7122輸出匹配網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)與參數(shù)如圖3.7.4和表3.7.6所示。圖3.7.2可編程用戶模式下的FSK應(yīng)用電路圖3.7.3擴展的頻率范圍電路圖圖3.7.4匹配網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)3.8ADF7010/ADF7011915/868/433MHzASK/FSK/GFSK

發(fā)射電路

3.8.1ADF7010/ADF7011主要技術(shù)特性

ADF7010/ADF7011是一種工作在915/868/433MHz的ASK/FSK/GFSK發(fā)射器芯片?？梢詰?yīng)用于低成本的無線數(shù)據(jù)傳輸、遙測、遠程控制/安全系統(tǒng)、無鑰入口等領(lǐng)域。

ADF7010/ADF7011包括一個集成的VCO和一個Σ-Δ的小數(shù)NPLL。輸出功率、信道間隔和輸出頻率可以用4個24位寄存器進行編程調(diào)節(jié)。小數(shù)NPLL可以使用戶在美國標準頻帶902～928MHz中選擇任意一個信道頻率。ADF7010允許使用在跳頻系統(tǒng)中。

ADF7010/ADF7011有四種不同的調(diào)制模式可供選擇：FSK、GFSK