第五章音頻處理器芯片的

數(shù)字系統(tǒng)設(shè)計(jì)5.1數(shù)字音頻處理器簡(jiǎn)介5.2數(shù)字音頻處理關(guān)鍵技術(shù)研究5.3系統(tǒng)整體功能仿真5.4系統(tǒng)后端設(shè)計(jì)

5.1

數(shù)字音頻處理器簡(jiǎn)介

數(shù)字音頻技術(shù)是指把模擬聲音信號(hào)通過(guò)采樣、

量化和編碼過(guò)程轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號(hào)，

然后再進(jìn)行記錄、

傳輸以及其他的加工處理，

重放時(shí)再將這些記錄的數(shù)字音頻信號(hào)還原成模擬信號(hào)，

獲得連續(xù)的聲音。

數(shù)字音頻信號(hào)處理的實(shí)現(xiàn)方案有很多種，

如通用的可編程

DSP

芯片、

嵌入式RISC

處理器、

現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列

FPGA

處理器和專用數(shù)字音頻處理器芯片等。

以上數(shù)字音頻處理技術(shù)的共同點(diǎn)是處理的對(duì)象都是數(shù)字音頻信號(hào)，

但其各有優(yōu)缺點(diǎn)：

（1）

通用的可編程

DSP

芯片具有非常適合數(shù)字音頻信號(hào)處理的軟件和硬件資源，

可用于復(fù)雜的數(shù)字信號(hào)處理算法，

在實(shí)時(shí)數(shù)字信號(hào)處理領(lǐng)域處于主導(dǎo)地位。

（2）

嵌入式RISC

處理器雖然在處理多媒體任務(wù)時(shí)通常效率較低，

但它在應(yīng)用軟件開(kāi)發(fā)方面具有許多優(yōu)點(diǎn)。

（3）

現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列

FPGA

處理器具有用戶可編程的特性，

電子系統(tǒng)設(shè)計(jì)工程師利用

FPGA

可以在實(shí)驗(yàn)室中設(shè)計(jì)出專用

IC，

實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的集成，

從而大大縮短了產(chǎn)品開(kāi)發(fā)、

上市的時(shí)間，

降低了開(kāi)發(fā)成本。

（4）

專用數(shù)字音頻處理芯片用在一些特殊的場(chǎng)合，

其要求信號(hào)的處理速度極高，

而通用

DSP

芯片很難實(shí)現(xiàn)；

但專用芯片的開(kāi)發(fā)周期長(zhǎng)、

費(fèi)用高、

一次投片的風(fēng)險(xiǎn)大。

圖

5-1

是基于專用數(shù)字音頻處理器芯片的音頻信號(hào)處理過(guò)程示意圖。

模擬音頻信號(hào)通過(guò)采樣、

量化和編碼后變成數(shù)字音頻信號(hào)存儲(chǔ)起來(lái)，

通過(guò)主機(jī)控制以

I2S

格式把數(shù)字音頻信號(hào)發(fā)送到數(shù)字音頻處理器，

數(shù)字音頻處理器對(duì)數(shù)字音頻信號(hào)進(jìn)行均衡、

音量調(diào)節(jié)、

動(dòng)態(tài)范圍控制、

去加重、

直流濾波、

過(guò)采樣和

sigma-delta（Σ-Δ）調(diào)制等處理后輸出給音頻功放放大，

然后通過(guò)揚(yáng)聲器傳播出去。

目前，

專用數(shù)字音頻處理器芯片在

MP3、

手機(jī)等領(lǐng)域得到了廣泛的應(yīng)用。

因此設(shè)計(jì)一款高性能、

低成本和實(shí)用性強(qiáng)的數(shù)字音頻處理器具有很重要的現(xiàn)實(shí)意義。

圖

5-1

基于專用數(shù)字音頻處理器芯片的音頻信號(hào)處理過(guò)程示意圖

5.2

數(shù)字音頻處理關(guān)鍵技術(shù)研究

5.2.1

音頻信號(hào)數(shù)字化過(guò)程音頻信號(hào)數(shù)字化過(guò)程就是將連續(xù)的模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換為離散的數(shù)字信號(hào)，

由一連串的二進(jìn)制碼流表示。

如圖

5-2

所示，

將模擬音頻信號(hào)數(shù)字化至少應(yīng)包括三個(gè)階段：

采樣、

量化和編碼。

圖

5-2

音頻信號(hào)數(shù)字化過(guò)程

1.

采樣

音頻信號(hào)數(shù)字化的第一步就是采樣。

采樣是將時(shí)間上連續(xù)變化的信號(hào)轉(zhuǎn)化為時(shí)間上離散的信號(hào)，

即將時(shí)間上連續(xù)變化的模擬量轉(zhuǎn)化為一系列等間隔的脈沖，

脈沖的幅度取決于輸入的模擬量。

其過(guò)程如圖

5-3

所示，

圖中

u（t）表示輸入模擬信號(hào)，

s（t）表示周期為

T

的采樣脈沖信號(hào)，

u′（t）表示采樣后的離散信號(hào)。

圖

5-3

采樣過(guò)程

在采樣脈沖

s（t）作用下，

采樣開(kāi)關(guān)周期性地打開(kāi)、

閉合。

當(dāng)采樣信號(hào)有效時(shí)，

采樣開(kāi)關(guān)閉合，

u′（t）獲得

u（t）的當(dāng)前值；

當(dāng)采樣信號(hào)無(wú)效時(shí)，

采樣開(kāi)關(guān)打開(kāi)，

u′（t）保持前一時(shí)刻的值不變。

采樣后的離散信號(hào)

u′（t）的頻譜函數(shù)為

2.

量化

量化是對(duì)采樣后信號(hào)幅度的離散化。

經(jīng)過(guò)采樣后的信號(hào)雖然在時(shí)間上是離散的但在幅度上仍然是連續(xù)的，

其幅度的取值可以是一定范圍內(nèi)的任意值，

所以采樣后信號(hào)的幅度將會(huì)對(duì)應(yīng)于無(wú)限多個(gè)數(shù)值。

由于數(shù)字量受位寬的限制只能表示有限個(gè)數(shù)值，

因此若想用數(shù)字量表示連續(xù)的幅度值就必須對(duì)其進(jìn)行離散化，

將采樣后的幅度值量化為有限個(gè)離散數(shù)值。

量化過(guò)程如圖

5-4

所示，

將整個(gè)幅度的取值范圍劃分為有限個(gè)區(qū)間，

然后把落入各個(gè)區(qū)間內(nèi)的采樣值歸為一類，

并賦予相同的數(shù)值。

量化過(guò)程中每個(gè)量化區(qū)間稱為一個(gè)量化間隔，

量化間隔的總數(shù)叫做量化級(jí)數(shù)。

量化值與采樣值間的誤差為量化誤差，

或者量化噪聲。

圖

5-4

量化過(guò)程

在以上條件滿足的情況下可得量化噪聲為白噪聲，

量化噪聲的白噪聲模型是一個(gè)非常重要的結(jié)論，

在數(shù)字音頻信號(hào)處理過(guò)程中經(jīng)常會(huì)用到這一模型。

利用以上模型求得模擬信號(hào)為正弦波時(shí)的信噪比為

3.

編碼

編碼就是用一組二進(jìn)制比特碼來(lái)表示離散的量化值，

每一組比特碼對(duì)應(yīng)一個(gè)離散值。不同的應(yīng)用場(chǎng)合需要使用不同的編碼方式。

音頻信號(hào)編碼方式可以分為兩大類：

無(wú)損編碼和有損編碼。

無(wú)損編碼基于統(tǒng)計(jì)模型，

在解碼端可以精確地恢復(fù)原始音頻信號(hào)的幅度值。有損編碼基于心理聲學(xué)模型，

編碼過(guò)程中只關(guān)心與聽(tīng)覺(jué)有關(guān)的部分，

在解碼端不能精確恢復(fù)原始音頻信號(hào)幅度值。

目前應(yīng)用比較廣泛的編碼標(biāo)準(zhǔn)有

MPEG-1、

MPEG-2

和MPEG-4。

5.2.2

音效均衡器的設(shè)計(jì)

1.

均衡器功能概述

在音響擴(kuò)音系統(tǒng)中，

對(duì)音頻信號(hào)要進(jìn)行多方面的加工處理，

才能使重放的聲音變得優(yōu)美、

悅耳、

動(dòng)聽(tīng)，

滿足人們聆聽(tīng)的需要。

均衡器（Equalizer，

EQ）是一種用來(lái)對(duì)頻響曲線進(jìn)行調(diào)整的音頻處理設(shè)備。

它將音頻信號(hào)分為多個(gè)不同的頻段，

然后通過(guò)調(diào)節(jié)不同頻段的中心頻率對(duì)各頻段信號(hào)電平按需要進(jìn)行提升或衰減，

也就是使相對(duì)音量發(fā)生變化。

因此它能補(bǔ)償由于各種原因造成的信號(hào)中欠缺的頻率成分，

也能抑制信號(hào)中過(guò)多的頻率成分。

由于樂(lè)器發(fā)出的聲音大多為復(fù)合音，

即它們是由基波和諧波復(fù)合而成的，

所以改變各頻段能量分布的相對(duì)大小就相當(dāng)于改變基波與諧波之間的相對(duì)關(guān)系，

從而導(dǎo)致人耳對(duì)聲音頻譜結(jié)構(gòu)的聽(tīng)覺(jué)感受（即音色）發(fā)生了改變。

因此利用均衡器可以進(jìn)行音色加工和美化。

音響系統(tǒng)的均衡特性如圖

5-5所示。

圖

5-5

系統(tǒng)均衡特性

2.

均衡濾波器的設(shè)計(jì)

音響系統(tǒng)中使用的均衡濾波器可以對(duì)聲音頻率中的某些頻段進(jìn)行提升或衰減處理，

以修正房間的聲學(xué)特性和揚(yáng)聲器音箱頻率特性不均勻引起的某些音頻頻率過(guò)強(qiáng)、

某些頻率聲音不足等問(wèn)題，

或者對(duì)聲音進(jìn)行修飾和美化，

以適應(yīng)個(gè)人愛(ài)好和增強(qiáng)現(xiàn)場(chǎng)感。

均衡濾波器的特點(diǎn)就是在對(duì)某些頻率分量進(jìn)行提升或衰減的時(shí)候不會(huì)影響其他頻率分量的特性，

傳統(tǒng)的低通、

高通、

帶通濾波器并不能滿足這一要求，

因此采用一種特殊的權(quán)值濾波器即斜度（Shelving）濾波器和峰值（Peak）濾波器來(lái)實(shí)現(xiàn)均衡濾波，

其頻響特性曲線如圖5-6所示。

這兩種濾波器與傳統(tǒng)濾波器最大的不同在于

Shelving

濾波器和峰值濾波器沒(méi)有阻帶。

通過(guò)將

Shelving

濾波器和峰值濾波器串行級(jí)聯(lián)的方式就可以實(shí)現(xiàn)均衡器的功能，

如圖

5-7

所示。

圖

5-6均衡濾波器的頻響特性曲線

圖

5-7

Shelving

和峰值濾波器的串聯(lián)

圖

5-8

二階

IIR

濾波器的實(shí)現(xiàn)框圖

5.2.3

動(dòng)態(tài)范圍控制器的設(shè)計(jì)

1.

擴(kuò)聲系統(tǒng)中使用動(dòng)態(tài)范圍控制器的意義

人類的聽(tīng)感動(dòng)態(tài)范圍從能承受的最大響度到能感受的最安靜聲音響度的范圍可達(dá)106:1（即

100

萬(wàn)倍），

聽(tīng)感的動(dòng)態(tài)范圍達(dá)

120

dB。

擴(kuò)聲系統(tǒng)聲音重放的動(dòng)態(tài)范圍由于受電子設(shè)備的限制，

遠(yuǎn)比人耳的動(dòng)態(tài)范圍小很多。

最低聲音的響度受系統(tǒng)中不相關(guān)噪聲的限制，

使小的聲音信號(hào)淹沒(méi)在噪聲中而無(wú)法聽(tīng)到；

最大聲音的響度受信號(hào)削波的限制，

使音樂(lè)信號(hào)中的較大的峰值被削波，

如圖

5-9

所示。

圖

5-9

壓縮器的作用

動(dòng)態(tài)范圍控制器的應(yīng)用一方面限制了音頻信號(hào)中極大的峰值信號(hào)，

保護(hù)揚(yáng)聲器和功放免受沖擊和損壞；

另一方面因?yàn)榻档土诵盘?hào)的峰值，

可使音頻信號(hào)中其他幅度較小的信號(hào)得到充分的提升，

從而可獲得更大的聲音響度。

2.

動(dòng)態(tài)范圍控制器的工作原理

動(dòng)態(tài)范圍控制器主要有四種工作模式：

壓縮器、

限幅器、

擴(kuò)展器和噪聲門。

壓縮器是把超過(guò)門限電平的輸入信號(hào)，

按照設(shè)定的壓縮比率（通常壓縮比范圍是

1:1～10:1）對(duì)信號(hào)進(jìn)行自動(dòng)壓縮，

使輸出信號(hào)不會(huì)發(fā)生過(guò)載削波失真。

限幅器是指能按限定的范圍削平信號(hào)電壓波幅的電路，

又稱削波器。

限幅電路的作用是把輸出信號(hào)幅度限定在一定的范圍內(nèi)，

亦即當(dāng)輸入電壓超過(guò)或低于某一參考值后，

輸出電壓將被限制在某一電平（壓縮比為∞:1）

以內(nèi)。

限幅器的壓縮比一般設(shè)定為

10:1

～∞:1。

限幅器通常用于保護(hù)揚(yáng)聲器系統(tǒng)不受損壞。

壓縮器與限幅器的差異在于門限電平與壓縮比的不同，

限幅器的門限電平設(shè)置得較高，

壓縮比較大。

因此這兩種功能可以用同一個(gè)裝置來(lái)完成，

稱為“壓縮/

限幅器”。

壓縮器與限幅器的差異在于門限電平與壓縮比的不同，

限幅器的門限電平設(shè)置得較高，

壓縮比較大。

因此這兩種功能可以用同一個(gè)裝置來(lái)完成，

稱為“壓縮/

限幅器”。

擴(kuò)展器又稱為向下擴(kuò)展器，

它的作用是擴(kuò)展小信號(hào)的信噪比。

如果輸入信號(hào)電平小于擴(kuò)展器的門限電平，

擴(kuò)展器會(huì)按擴(kuò)展比（通常是

1.5:1

～

2.5:1）增加輸出信號(hào)電平，

使小信號(hào)獲得更大的放大效果。

控制器中使用噪聲門后，

當(dāng)輸入信號(hào)或噪聲信號(hào)小于噪聲門限電平時(shí)，

系統(tǒng)將會(huì)自動(dòng)關(guān)閉輸出，

這樣可消除或減小無(wú)信號(hào)期間的噪聲增益，

增加系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍。

本章所設(shè)計(jì)的動(dòng)態(tài)范圍控制器主要工作在壓縮器模式，

下面將對(duì)壓縮器的四個(gè)主要工作參量——壓縮門限、

壓縮比、

啟動(dòng)時(shí)間和恢復(fù)時(shí)間對(duì)聲音的具體影響進(jìn)行分析。

1）

壓縮門限

所謂壓縮門限，

是指壓縮器進(jìn)入壓縮狀態(tài)的電平值，即壓縮器產(chǎn)生壓縮動(dòng)作的電平條件。

理論上壓縮門限的設(shè)置與壓縮比的選擇是相互關(guān)聯(lián)的。

壓縮門限、

壓縮比的確定以處理后的信號(hào)電平為尺度，

使其正好達(dá)到設(shè)備的最大動(dòng)態(tài)范圍。

這樣既可以充分利用設(shè)備的動(dòng)態(tài)裕量，又可以達(dá)到限幅的目的。

壓縮器輸入/

輸出特性與壓縮門限的關(guān)系如圖

5-10

所示。

圖

5-10

輸入/

輸出特性與壓縮門限的關(guān)系

2）

壓縮比

壓縮比表示壓縮器對(duì)超過(guò)壓縮門限的信號(hào)的壓縮能力。

壓縮比等于壓縮器的輸入信號(hào)動(dòng)態(tài)變化的分貝（dB）數(shù)與壓縮器輸出信號(hào)動(dòng)態(tài)變化的分貝數(shù)之比。

例如，

輸入信號(hào)動(dòng)態(tài)變化

60

dB，

輸出信號(hào)動(dòng)態(tài)變化

20

dB，

則壓縮比為

60:20

=

3:1。

這里的動(dòng)態(tài)變化分貝數(shù)是一種相對(duì)量，

有

式中，

（U輸入

）dB

表示輸入信號(hào)的分貝值；

U輸入

表示輸入信號(hào)的大小，

單位為

V

或

mV；

U0表示以

某一信號(hào)電壓值為標(biāo)準(zhǔn)，

單位也是

V

或

mV。

壓縮器輸入/

輸出特性與壓縮比的關(guān)系如圖5-11所示。圖

5-11

輸入/

輸出特性與壓縮比的關(guān)系

3）

啟動(dòng)時(shí)間

啟動(dòng)時(shí)間表示當(dāng)輸入信號(hào)超過(guò)壓縮門限后，壓縮器由未壓縮狀態(tài)轉(zhuǎn)換到壓縮狀態(tài)的速度。

啟動(dòng)時(shí)間影響聲音包絡(luò)的音頭，

而聲音的音頭中有反映聲音明亮度和力度的中、

高頻成分，

啟動(dòng)時(shí)間太長(zhǎng)或太短都會(huì)影響聲音的效果。

如果啟動(dòng)時(shí)間太短，

那么信號(hào)電平一旦超過(guò)壓縮門限馬上被壓縮，

這就使得聲音信號(hào)的音頭在很大程度上被抑制，

聲音的明亮度和力度被削弱；

如果啟動(dòng)時(shí)間過(guò)長(zhǎng)，

在峰值信號(hào)到來(lái)時(shí)不能及時(shí)地進(jìn)行壓縮處理，

使本該被壓縮的信號(hào)在后面的時(shí)間才開(kāi)始?jí)嚎s，

這樣會(huì)使得主觀聽(tīng)覺(jué)上感到加強(qiáng)了音頭的爆發(fā)力，

聲音聽(tīng)起來(lái)十分不自然。

啟動(dòng)時(shí)間的范圍一般為零點(diǎn)幾毫秒到幾百毫秒。

4）

恢復(fù)時(shí)間

當(dāng)信號(hào)電平降到壓縮門限之下時(shí)，

壓縮器增益將提高，

恢復(fù)到單位增益。

恢復(fù)時(shí)間表示壓縮器由壓縮狀態(tài)轉(zhuǎn)換到非壓縮狀態(tài)的速度，

一般的恢復(fù)時(shí)間范圍為幾十毫秒到幾秒。恢復(fù)時(shí)間對(duì)聲音包絡(luò)的影響主要表現(xiàn)在聲音包絡(luò)的衰減過(guò)程或音尾上。

通常恢復(fù)時(shí)間應(yīng)該稍長(zhǎng)于音樂(lè)的自然衰減時(shí)間，

這樣有助于音樂(lè)的銜接。

3.

動(dòng)態(tài)范圍控制器的具體設(shè)計(jì)

圖

5-12

給出了動(dòng)態(tài)范圍控制器的實(shí)現(xiàn)框圖，

本系統(tǒng)采用前置反饋的控制方式，

首先對(duì)輸入信號(hào)電平值進(jìn)行測(cè)量，

然后根據(jù)輸入信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍值產(chǎn)生一個(gè)合適的增益控制系數(shù)

g（n），

最后的輸出為

對(duì)數(shù)域表示形式為

圖

5-12

動(dòng)態(tài)范圍控制器的系統(tǒng)框圖

1）

動(dòng)態(tài)水平檢測(cè)

動(dòng)態(tài)范圍控制器是對(duì)信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍進(jìn)行處理，

所以，

首先要明確信號(hào)的動(dòng)態(tài)水平。信號(hào)的動(dòng)態(tài)水平測(cè)量有兩種方法：

峰值測(cè)量法和均方根（RMS）測(cè)量法。

其中，

ta、

tr的單位為毫秒（ms）；

Ts為采樣間隔。

注意，

這里的

ta、

tr與前面所講的啟動(dòng)時(shí)間和恢復(fù)時(shí)間含義不同，

是峰值檢測(cè)系統(tǒng)中的上升時(shí)間和下降時(shí)間，

而非整個(gè)

DRC

模塊的動(dòng)態(tài)速率。

通過(guò)系數(shù)

AT、RT

的轉(zhuǎn)換，

我們就可以實(shí)現(xiàn)輸入信號(hào)幅度增大時(shí)的快速上升時(shí)間響應(yīng)和輸入信號(hào)幅度減小時(shí)的慢衰減響應(yīng)。

峰值檢測(cè)法的結(jié)構(gòu)框圖如圖

5-13

所示。

圖

5-13

峰值檢測(cè)法結(jié)構(gòu)框圖

（2）

均方根測(cè)量法：

均方根的計(jì)算公式為：

當(dāng)采樣點(diǎn)數(shù)大于

N

時(shí)，

該值可采用遞歸公式求得。

均方根測(cè)量法的實(shí)現(xiàn)框圖如圖

5-14

所示，

先對(duì)輸入信號(hào)求平方，

再通過(guò)一階低通濾波器求平均值。

圖

5-14RMS

檢測(cè)法實(shí)現(xiàn)框圖

時(shí)間平均系數(shù)（Time

Averaging

Coefficient，

TAV）為

其中，

tM為平均時(shí)間，

單位為

ms。

差分方程為

峰值檢測(cè)法檢測(cè)出的電平值總是大于或等于信號(hào)值，

實(shí)現(xiàn)方法較簡(jiǎn)單；

而均方根檢測(cè)法對(duì)電平的檢測(cè)反應(yīng)比較快，

短時(shí)間內(nèi)電平的變化也較大，

實(shí)時(shí)性較好，

所以本章采用均方根檢測(cè)法。

2）

靜態(tài)特性

動(dòng)態(tài)范圍控制器的靜態(tài)特性由壓縮門限（

Compressor

Threshold，CT）和壓縮比（CompressorRatio，CR）確定，

圖

5-15-給出了輸出

Y

與輸入

X

以及權(quán)值

G（或者說(shuō)增益）與輸入

X

之間的關(guān)系。

由圖可以看出，

當(dāng)輸入信號(hào)的范圍大于門限值

CT

時(shí)，

將會(huì)對(duì)信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍進(jìn)行壓縮。

圖

5-15

靜態(tài)特性曲線

3）

增益平滑

除了靜態(tài)特性外，

動(dòng)態(tài)范圍控制器還有動(dòng)態(tài)特性。動(dòng)態(tài)特性反映了控制器在過(guò)門限狀態(tài)下的反應(yīng)速度。

對(duì)音頻信號(hào)而言，

系統(tǒng)的增益變化并不是越快越好，

增益變化太快會(huì)造成可感知的失真。

衡量動(dòng)態(tài)范圍控制器的動(dòng)態(tài)特性的參數(shù)有兩個(gè)，

就是我們之前所提到的啟動(dòng)時(shí)間和恢復(fù)時(shí)間，

如圖

5-16所示。

圖

5-16啟動(dòng)時(shí)間和恢復(fù)時(shí)間

具體實(shí)現(xiàn)框圖如圖

5-17

所示。圖

5-17

增益平滑控制的實(shí)現(xiàn)框圖

增益平滑模塊的仿真結(jié)果如圖

5-18

所示。圖

5-18

增益平滑模塊仿真結(jié)果

用

SIMULINK

工具對(duì)動(dòng)態(tài)范圍控制器的功能進(jìn)行仿真，

其實(shí)現(xiàn)框圖如圖

5-19

所示。圖

5-19

SIMULINK

仿真模型

輸入/

輸出信號(hào)波形如圖

5-20

所示，

當(dāng)輸入信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍大于壓縮門限時(shí)，

動(dòng)態(tài)范圍控制器就會(huì)對(duì)信號(hào)進(jìn)行壓縮。

圖

5-20

動(dòng)態(tài)范圍控制器輸入/

輸出信號(hào)

5.2.4

去加重模塊的設(shè)計(jì)

對(duì)于一般的語(yǔ)音信號(hào)而言，

其低頻段能量較大，

高頻段能量明顯小。

鑒頻器輸出噪聲的功率譜密度隨頻率的平方而增加（低頻噪聲小，

高頻噪聲大），

造成信號(hào)的低頻信噪比很大，

而高頻信噪比明顯不足，

使高頻信號(hào)的傳輸變得困難。

一些音頻信號(hào)發(fā)射系統(tǒng)中通常采用預(yù)加重技術(shù)來(lái)解決這一問(wèn)題，

即對(duì)音頻信號(hào)中的高頻成分進(jìn)行提升。

所以在音頻信號(hào)接收端，

為了真實(shí)地重現(xiàn)聲音，

要對(duì)所接收的信號(hào)進(jìn)行去加重處理。

去加重（De-emphasis）模塊實(shí)際上相當(dāng)于一個(gè)低通濾波器，

其作用是對(duì)音頻信號(hào)中的高頻成分進(jìn)行衰減。

本章所設(shè)計(jì)的去加重濾波器的頻率響應(yīng)特性如圖

5-21

所示，

其通帶頻率

fpass=

3.18

kHz，

衰減為

1

dB，

阻帶頻率

fstop=

10.6kHz，

衰減為

10

dB，

可采用之前提到的高頻

Shelving（cut）結(jié)構(gòu)濾波器實(shí)現(xiàn)。

選擇合適的截止頻率

fc和增益

G

就可以得到滿足設(shè)計(jì)要求的去加重濾波器。

圖

5-21

De-emphasis

頻率響應(yīng)曲線

5.2.5-直流濾波器的設(shè)計(jì)

直流濾波器（DC-blocking）的作用是濾除音頻信號(hào)中的直流分量，

即實(shí)現(xiàn)高通濾波。

設(shè)計(jì)中采用一階

Alpha

結(jié)構(gòu)濾波器實(shí)現(xiàn)。

Alpha

濾波器的頻域響應(yīng)函數(shù)為

時(shí)域表達(dá)式為

其實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)如圖

5-22

所示。

選擇適當(dāng)?shù)?/p>

α值，

使上述濾波器實(shí)現(xiàn)低通濾波的功能，

即輸出信號(hào)

y（

n）只含低頻分量。

從圖中可以看出

z（n）=

x（n）－y（n－1），

所以從

z（n）處輸出的信號(hào)中只含有輸入信號(hào)的高頻分量，

選擇

z（n）作為輸出端，

即可實(shí)現(xiàn)高通濾波。

圖

5-22

Alpha

濾波器實(shí)現(xiàn)框圖

當(dāng)輸入信號(hào)的采樣頻率為

48

kHz

時(shí)，

選擇α=

0.000

423

388

4，

高通濾波器的截止頻率小于

3

Hz

且系統(tǒng)性能穩(wěn)定，

SIMULINK

仿真結(jié)果如圖

5-23

所示。

仿真條件為：

輸入信號(hào)

f（t）=

0.6sin（2·π·20·t）＋0.1（其中

0.1

即為直流分量），

采樣頻率為

48

kHz。

由仿真結(jié)果可以看出，

輸入信號(hào)中的直流分量被濾除了。

圖

5-23

直流濾波器輸入/

輸出信號(hào)

5.2.6采樣率轉(zhuǎn)換技術(shù)

1.

整數(shù)L倍上采樣技術(shù)

采樣率轉(zhuǎn)換技術(shù)中最常用的為整數(shù)L倍上采樣，

整數(shù)L

倍上采樣的目的是將原始數(shù)字信號(hào)采樣率提高L倍，

實(shí)現(xiàn)這一目的的關(guān)鍵問(wèn)題是如何使用已知的若干個(gè)序列值來(lái)求得所需的L－1

個(gè)內(nèi)插值。

由奈奎斯特采樣定理可知，

如果采樣頻率大于信號(hào)截止頻率的兩倍，采樣所得信號(hào)便可不失真地恢復(fù)原模擬信號(hào)，

由此可知所插入的L－1

個(gè)新序列值的解一定存在。

實(shí)現(xiàn)整數(shù)L倍上采樣的一種方案如圖

5-24

所示。

圖

5-24

整數(shù)L倍上采樣原理圖

此方案的關(guān)鍵點(diǎn)在如何設(shè)計(jì)低通濾波器

hup（n），

為求得低通濾波器

hup（n）應(yīng)具有什么樣的特性，

需對(duì)各序列從頻率域進(jìn)行分析。

假設(shè)模擬信號(hào)

xa（t）的時(shí)域和頻域波形如圖5-25所示。

由上采樣轉(zhuǎn)換的目的可知，

序列

y（n）應(yīng)該是以采樣頻率

fys對(duì)模擬信號(hào)

xa（t）采樣獲得，fys=Lfs。

當(dāng)L=

3

時(shí)

x（

n）和

y（

n）的時(shí)域、

頻域波形如圖

5-26所示。

圖

5-26x（n）和

y（n）的時(shí)域和頻域波形

圖

5-27

x（n）和

v（n）的時(shí)域和頻域波形

由以上分析可知，

在理想情況下經(jīng)過(guò)整數(shù)L倍上采樣后，

輸出信號(hào)的功率保持不變，但量化噪聲的功率衰減為原來(lái)的

1

/L，

所以輸出信號(hào)的信噪比為

2.

整數(shù)

M

倍下采樣

整數(shù)

M

倍下采樣的目的是在滿足采樣定理的情況下將原始信號(hào)采樣率降低為

1

/

M。

下采樣過(guò)程中由于將信號(hào)的采樣頻率降低為原采樣頻率的

1

/

M，

因此可能會(huì)產(chǎn)生頻譜混疊現(xiàn)象，

為了避免頻譜的混疊，

必須先對(duì)原數(shù)字信號(hào)進(jìn)行抗混疊濾波。

一種常用的實(shí)現(xiàn)方案如圖

5-28

所示。

圖

5-28

中序列

x（n）為原始數(shù)字信號(hào)，

由模擬信號(hào)

xa（t）進(jìn)行采樣后得到，x（n）=

xa（n

/

fs），

其中

fs為采樣頻率。

v（n）是對(duì)

x（n）進(jìn)行抗混疊濾波后得到的一個(gè)新的序列。

y（n）為將

v（n）進(jìn)行

M

倍抽取所得的下采樣序列，

采樣頻率為

fdns，

fdns=

fs/

M。

圖

5-28

整數(shù)

M

倍下采樣原理圖

3.

有理數(shù)L/

M

倍采樣率轉(zhuǎn)換

采樣率轉(zhuǎn)換技術(shù)除了可以實(shí)現(xiàn)整數(shù)倍轉(zhuǎn)換外，

還可實(shí)現(xiàn)有理數(shù)倍的轉(zhuǎn)換。

實(shí)現(xiàn)序列x（n）的L

/

M

倍采樣率轉(zhuǎn)換最簡(jiǎn)單的方法，

是采用L倍上采樣和

M

倍下采樣級(jí)聯(lián)的方式。如圖5-29所示，

首先將原始序列

x（

n）

經(jīng)過(guò)上采樣轉(zhuǎn)換系統(tǒng)得到L倍上采樣轉(zhuǎn)換序列v（n），

然后將

v（n）經(jīng)過(guò)下采樣轉(zhuǎn)換系統(tǒng)得到序列

y（n），

y（n）的采樣頻率為

x（

n）的L

/

M倍。

為了最大限度地保持

x（n）原有頻率成分，

應(yīng)在下采樣轉(zhuǎn)換前完成上采樣。

圖

5-29

有理數(shù)L/

M

倍采樣率轉(zhuǎn)換原理

由圖

5-29

可知，

鏡像濾波器

hup（n）和抗混疊濾波器

hdn（n）級(jí)聯(lián)且均工作在頻率Lfs下，

因此可將

hup（n）和

hdn（n）進(jìn)行卷積，

等效為一個(gè)濾波器

h（n），

從而得到有理數(shù)L/

M倍采樣率轉(zhuǎn)換等效原理圖，

如圖

5-30

所示。圖

5-30

有理數(shù)L/

M

倍采樣率轉(zhuǎn)換等效圖

由于

hup（n）和

hdn（n）均為低通濾波器，

所以等效濾波器

h（n）也為低通濾波器，

其頻率特性為

4.

采樣率轉(zhuǎn)換技術(shù)的多級(jí)實(shí)現(xiàn)

當(dāng)所要求進(jìn)行的采樣率轉(zhuǎn)換倍數(shù)很高時(shí)，

由（5-36）式和（5-40）式可知濾波器的過(guò)渡帶寬度將會(huì)非常窄。

由于濾波器的階數(shù)與過(guò)渡帶寬度成反比，

所以實(shí)現(xiàn)窄的過(guò)渡帶寬度所需要的濾波器階數(shù)將會(huì)非常高。

因此使用多級(jí)級(jí)聯(lián)的方案實(shí)現(xiàn)采樣率轉(zhuǎn)換非常必要，

可以有效降低濾波器階數(shù)。

整數(shù)L倍上采樣多級(jí)實(shí)現(xiàn)方案如圖

5-31

所示，

其中

H（z）=

H1（zL2

）H2（z），L=L1L2

。

圖

5-31

整數(shù)L

倍上采樣多級(jí)實(shí)現(xiàn)方案

圖

5-32

整數(shù)

M

倍下采樣多級(jí)實(shí)現(xiàn)方案

5.2.7

sigma-delta

調(diào)制技術(shù)

1.

sigma-delta

調(diào)制原理

由于

sigma-delta

調(diào)制技術(shù)可以改變量化噪聲功率在頻譜上的分布，

實(shí)現(xiàn)將噪聲功率集中到高頻段的目的，

因此

sigma-delta

調(diào)制技術(shù)也稱為噪聲整形技術(shù)。

根據(jù)

sigma-delta

調(diào)制過(guò)程中噪聲傳輸函數(shù)的階數(shù)，

可將其分為一階、

二階或者高階

sigma-delta

調(diào)制，

也可根據(jù)調(diào)制過(guò)程的具體實(shí)現(xiàn)方案將其分為單級(jí)或者多級(jí)級(jí)聯(lián)

sigma-delta

調(diào)制。

圖

5-33

sigma-delta

調(diào)制原理

當(dāng)傳輸函數(shù)

H（z）具有低通特性時(shí)，

信號(hào)傳輸函數(shù)具有低通特性，

而噪聲傳輸函數(shù)具有高通特性。

如果信號(hào)傳輸函數(shù)的截止頻率高于輸入信號(hào)的最高頻率，

輸入信號(hào)的傳輸將不會(huì)受到影響，

但是量化噪聲則需通過(guò)一個(gè)具有高通特性的濾波器，

其低頻范圍內(nèi)的能量被衰減。

如圖

5-34

所示，

與直接截?cái)嘞啾龋?/p>

經(jīng)過(guò)

sigma-delta

調(diào)制后，

量化噪聲的功率分布發(fā)生變化，

向高頻范圍內(nèi)集中，

由此可見(jiàn)

sigma-delta

調(diào)制技術(shù)可以有效地抑制帶內(nèi)噪聲，

保證音頻信號(hào)的信噪比。

圖

5-34

sigma-delta

調(diào)制噪聲特性

2.

一階

sigma-delta

調(diào)制器特性分析

一階

sigma-delta

調(diào)制器結(jié)構(gòu)如圖

5-35-所示，

量化器使用一個(gè)加法單元和具有白噪聲特性的序列

e（n）替換。圖

5-35

一階

sigma-delta

調(diào)制器

圖

5-36一階

sigma-delta

器輸出信號(hào)頻譜

3.

二階

sigma-delta

調(diào)制器特性分析

圖

5-37

為二階

sigma-delta

調(diào)制器結(jié)構(gòu)，

其噪聲傳輸函數(shù)有兩個(gè)零點(diǎn)。圖

5-37

二階

sigma-delta

調(diào)制器

圖

5-38

二階

sigma-delta

器輸出信號(hào)頻譜

則輸出信號(hào)信噪比為

由（5-61）式可知，

上采樣轉(zhuǎn)換率每提高一倍，

SNR

就增加

15-dB，

這相當(dāng)于提供了額外的

2.5

bit

的精度。

5.3

系統(tǒng)整體功能仿真

5.3.1

Modelsim

與

MATLAB

聯(lián)合仿真方法1.

用

MATLAB

產(chǎn)生數(shù)據(jù)進(jìn)行

Modelsim

仿真在對(duì)音頻處理器的代碼進(jìn)行仿真驗(yàn)證時(shí)，

我們需要產(chǎn)生具有不同頻率的測(cè)試激勵(lì)信號(hào)。

如果直接用

Modelsim

產(chǎn)生這些信號(hào)，

需要耗費(fèi)很大的精力，

并且所產(chǎn)生信號(hào)的準(zhǔn)確性也不能保證。

下面用一個(gè)簡(jiǎn)單的例子說(shuō)明如何用

MATLAB

產(chǎn)生的數(shù)據(jù)進(jìn)行

Modelsim

仿真。

首先，

利用

MATLAB

產(chǎn)生一個(gè)頻率為

100

Hz、

幅度為

0.5

V、

采樣頻率為

44.1

kHz

的正弦波信號(hào)，

然后以十六進(jìn)制補(bǔ)碼形式寫入

sin.txt

文件，

如圖

5-39

所示。

圖

5-39

MATLAB

產(chǎn)生的數(shù)據(jù)文件的內(nèi)容

2.

用

MATLAB

對(duì)

Modelsim

仿真生成的數(shù)據(jù)進(jìn)行分析

MATLAB

對(duì)

Modelsim

仿真生成數(shù)據(jù)的處理也是通過(guò)文件讀寫實(shí)現(xiàn)的，

即通過(guò)Verilog語(yǔ)句將仿真過(guò)程中的某個(gè)信號(hào)寫入文件，

然后在

MATLAB

中再把這個(gè)文件中的數(shù)據(jù)讀出來(lái)，就可以在

MATLAB

中進(jìn)行分析了。

圖

5-40

是

MATLAB

將

data＿out.txt

中的數(shù)據(jù)讀出并顯示出的信號(hào)波形及頻譜。圖

5.40

信號(hào)的波形圖及頻譜圖

5.3.2

系統(tǒng)功能仿真

1.

仿真平臺(tái)的設(shè)計(jì)

圖

5-41

給出了對(duì)音頻處理器RTL

代碼進(jìn)行仿真的測(cè)試平臺(tái)設(shè)計(jì)方案，

用

MATLAB工具產(chǎn)生仿真所需要的數(shù)據(jù)文件如

wave.txt，

通過(guò)自行設(shè)計(jì)的串行數(shù)據(jù)發(fā)送器將

wave.txt

中的并行數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)化為串行數(shù)據(jù)并以

I2S、Left-justified

或Right-justified

格式發(fā)送給音頻處理器模塊，

最后的仿真結(jié)果將返回到

MATLAB

中進(jìn)行分析。

I2C

發(fā)送器用來(lái)設(shè)置內(nèi)部控制寄存器和參數(shù)寄存器。

圖

5-41

系統(tǒng)仿真平臺(tái)設(shè)計(jì)

2.

功能仿真結(jié)果

1）

串行音頻輸入接口

仿真條件：

用

MATLAB

產(chǎn)生仿真輸入數(shù)據(jù)，

其中左聲道輸入信號(hào)為

y

=

0.4

sin（2·π·2400·t），

右聲道輸入信號(hào)為

y

=

0.4

sin（2·π·4800·t），

采樣頻率為

48

kHz，

對(duì)串行數(shù)據(jù)接收模塊的仿真結(jié)果如圖

5-42

所示。

圖中

data＿L

為接收到的左聲道數(shù)據(jù)，

data＿R

為接收到的右聲道數(shù)據(jù)，

由仿真結(jié)果可以看出，

音頻輸入接口能夠正確地接收用戶發(fā)送過(guò)來(lái)的音頻數(shù)據(jù)。

圖

5-42

音頻輸入接口仿真波形

2）

音效均衡功能

仿真條件：

僅開(kāi)啟音效均衡功能，

左、右聲道均衡器系數(shù)的更新設(shè)置為連動(dòng)模式，

即向均衡控制寄存器（0x0D）寫入

8′h14，

將通道

1

的第一個(gè)均衡濾波器的系數(shù)按以下條件設(shè)置：

fs=

22.05-kHz（采樣頻率），

Q∞=

3.5（品質(zhì)因數(shù)），

fc=

350

Hz（中心頻率），

G

=

－3.8

dB（增益）；

第二個(gè)均衡濾波器的系數(shù)按以下條件設(shè)置：

fs=

22.05-kHz，

Q∞=

3.5，

fc=

6kHz，

G=

4.0

dB；

其余濾波器均設(shè)為全通濾波器。

輸入信號(hào)為

y

=

0.3

sin（2·π·350·t）＋0.4

sin（2·π·6000·t），

采樣頻率為

22.05-kHz。

圖

5-43

給出了均衡器的頻率響應(yīng)特性。

圖

5-43

均衡濾波器的頻率響應(yīng)

輸入信號(hào)的波形圖及頻譜圖如圖

5-44

所示。圖

5-44

輸入信號(hào)的波形圖及頻譜圖

經(jīng)過(guò)音效均衡后的信號(hào)波形及頻譜如圖

5-45-所示。圖

5-45

音效均衡后信號(hào)的波形圖及頻譜圖

3）

音量調(diào)節(jié)功能

仿真條件：

僅對(duì)輸入音頻信號(hào)進(jìn)行音量調(diào)節(jié)，

其他功能均關(guān)閉。

音量寄存器

0x07、0x08、

0x09

均初始化為

8′h30（即

0

dB），

一段時(shí)間后將主音量寄存器

0x07

設(shè)置成

8′h10（即16dB），

音量配置寄存器（0x0B）設(shè)置為默認(rèn)值。

輸入信號(hào)為

y

=

sin（2·π·3800·t），

采樣頻率為

22.05

kHz。

音量從

0

dB

變到

16dB

相當(dāng)于將輸入信號(hào)放大

6.3

倍，

從圖

5-46（b）中我們可以看出信號(hào)的幅值從

1

變到了

6.3，

并且音量的變化是一個(gè)遞增的過(guò)程，

在聲音播放期間調(diào)節(jié)音量，

聲音會(huì)逐漸變大或變小，

而不是直接從一個(gè)音量跳變到另一個(gè)音量。

圖

5-46音量調(diào)節(jié)前后的信號(hào)波形對(duì)比

4）

動(dòng)態(tài)范圍控制

仿真條件：

僅打開(kāi)

DRC

功能，

其他功能關(guān)閉，

動(dòng)態(tài)范圍控制寄存器

0x0C

設(shè)置為8′h01。

設(shè)置壓縮門限值

T

=

－15dB，

壓縮比R為

4:1，

則實(shí)際輸入的系數(shù)為：

即向地址

0x1F

和

0x20

分別寫入

32′hFEC119CF

和32′hFFA00000。

信號(hào)壓縮前后的波形如圖

5-47

所示，

當(dāng)輸入信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍大于壓縮門限時(shí)，

動(dòng)態(tài)范圍控制器就會(huì)對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行壓縮。

圖

5-47

信號(hào)壓縮前后的波形圖

5）

直流濾波功能

仿真條件：

僅開(kāi)啟

DC-blocking

模塊，

其他功能均關(guān)閉。

輸入信號(hào)為

y

=

0.5-sin（2·π·350·t）＋0.1，

采樣頻率為

22.05

kHz。

直流濾波前后信號(hào)的頻譜圖如圖

5-48

所示，

由圖可見(jiàn)，

經(jīng)過(guò)直流濾波器之后，

信號(hào)頻譜中的直流分量被濾除了。

圖

5-48

直流濾波前后信號(hào)頻譜圖

6）

去加重功能

仿真條件：

僅打開(kāi)去加重功能，

其他功能關(guān)閉，

系統(tǒng)控制寄存器

1

設(shè)置為

8′h02。

輸入信號(hào)為

y

=

0.2（sin（6000πt）+sin（10

000πt）+sin（20

000πt）+sin（40

000πt）），

采樣頻率為44.1

kHz。

輸入信號(hào)波形及頻譜圖如圖

5-49

所示，

經(jīng)過(guò)去加重處理后的信號(hào)波形及頻譜圖如圖5-50

所示。

由圖

5-49

和圖

5-50

可以看出，

去加重模塊可以完成對(duì)信號(hào)中高頻成分的抑制功能，對(duì)于輸入音頻信號(hào)中大于

10

kHz

的高頻分量會(huì)有

10

dB

的衰減。

圖

5-49

輸入信號(hào)波形及頻譜

圖

5-50

去加重后的信號(hào)波形及頻譜

7）

整體功能仿真

利用

MATLAB

中的

WAVREAD

命令讀取一段音頻文件作為仿真激勵(lì)，

將音效均衡、

動(dòng)態(tài)范圍控制、

直流濾波、

去加重功能均打開(kāi)，

設(shè)置合適的濾波器系數(shù)，

對(duì)輸入的音頻文件進(jìn)行處理，

處理結(jié)果返回到

MATLAB

后，

利用

WAVWRITE

命令將處理后的數(shù)據(jù)寫入“.wav”文件，

我們就可以聽(tīng)到經(jīng)過(guò)處理后的聲音了。

音頻信號(hào)的輸入/

輸出波形及頻譜圖如圖

5-51

所示，

由仿真結(jié)果可以看出，

所設(shè)計(jì)的系統(tǒng)能夠根據(jù)內(nèi)部控制寄存器及參數(shù)寄存器的設(shè)置完成相應(yīng)的聲音處理功能，

符合設(shè)計(jì)要求。

圖

5-51

整體仿真結(jié)果

5.4

系統(tǒng)后端設(shè)計(jì)5.4.1

邏輯綜合1.

芯片邏輯綜合步驟1）

工藝庫(kù)信息芯片數(shù)字部分采用某

0.25μm

標(biāo)準(zhǔn)數(shù)字工藝庫(kù)，

具體庫(kù)信息如表

5-4

所述。

具體

DC綜合步驟如圖

5-52

所示。

由于數(shù)字音頻處理器系統(tǒng)設(shè)計(jì)是一個(gè)小于

20

萬(wàn)門的設(shè)計(jì)，

不是大型設(shè)計(jì)，

因此此處采用自頂向下的綜合策略來(lái)完成芯片的邏輯綜合。

本設(shè)計(jì)使用了三個(gè)第三方提供的

IP，

分別是

coef＿mem、

coef＿ram

和

data＿ram，

且均為硬核。

圖

5-52

DC

綜合流程

設(shè)置綜合的路徑和所使用的庫(kù)的語(yǔ)言如下：

①

set

search＿path：

設(shè)置搜索路徑。

②

set

link＿path：

設(shè)置目標(biāo)庫(kù)。

③

set

target＿library：

設(shè)置符號(hào)庫(kù)。

具體代碼可在西安電子科技大學(xué)出版社網(wǎng)站上查詢。

2）

讀入RTL

代碼并設(shè)置頂層模塊

①

read＿file：

讀入

Verilog

代碼。

②

current＿design：

設(shè)置頂層。

具體程序代碼可在西安電子科技大學(xué)出版社網(wǎng)站上查詢。

3）

工作環(huán)境的設(shè)置和線負(fù)載模型的確定

（1）

設(shè)置工作環(huán)境：

（2）

設(shè)置線負(fù)載模型：

4）

約束設(shè)置

本系統(tǒng)的工作時(shí)鐘為

PLL＿CLK，

頻率最高設(shè)置在

24.576MHz，

為了在實(shí)際布局布線時(shí)留有充足的延時(shí)空間，

在綜合時(shí)必須要嚴(yán)格滿足建立時(shí)間。

5）

檢查設(shè)計(jì)單元和設(shè)計(jì)約束

在執(zhí)行

compile

綜合語(yǔ)句前，

需要對(duì)設(shè)計(jì)單元和設(shè)計(jì)約束進(jìn)行檢查，

執(zhí)行命令分別是check＿design

和

check＿timing。

設(shè)計(jì)單元檢查主要盡量避免使用三態(tài)門和鎖存器。

由于鎖存器在靜態(tài)時(shí)序分析中較麻煩，

如果在綜合過(guò)程中發(fā)現(xiàn)了鎖存器，

必須檢查RTL

源代碼以確定出現(xiàn)的鎖存器是否是設(shè)計(jì)本身需要的。

如果是RTL

代碼編寫時(shí)疏忽所致，

就必須及時(shí)修改代碼，

重新綜合，

去除鎖存器。

本設(shè)計(jì)經(jīng)過(guò)檢查排除了所有的鎖存器。

6）

邏輯綜合結(jié)果分析

在邏輯綜合完成后，

需要用

report

命令生成報(bào)告對(duì)綜合后的結(jié)果進(jìn)行分析。

（1）

功耗分析：

（2）

面積分析：

2.

芯片邏輯綜合的優(yōu)化

在將綜合得到的網(wǎng)表交給版圖設(shè)計(jì)工具以前，

需要對(duì)所生成的網(wǎng)表進(jìn)行靜態(tài)時(shí)序分析，

檢查設(shè)計(jì)中是否存在違例。

網(wǎng)表優(yōu)化分自動(dòng)優(yōu)化和手動(dòng)優(yōu)化，

根據(jù)違例情況的不同作出相應(yīng)的修改，

使設(shè)計(jì)滿足所有時(shí)序的要求。

如果設(shè)計(jì)的違例不是很嚴(yán)重，

這時(shí)可以根據(jù)違例數(shù)目的多少來(lái)進(jìn)行修改；

當(dāng)設(shè)計(jì)中違例數(shù)目較多時(shí)采用

DC

自動(dòng)優(yōu)化的方法來(lái)完成修改，

常使用命令

compile-map＿effort

high-incremental＿mapping。

通過(guò)改變綜合工具的優(yōu)化程度，

使綜合工具可在前一次綜合結(jié)果的基礎(chǔ)上進(jìn)行進(jìn)一步優(yōu)化而不改變電路結(jié)構(gòu)。

3.

網(wǎng)表和約束文件的產(chǎn)生

綜合優(yōu)化且設(shè)計(jì)滿足時(shí)序后使用

report＿constraint-all＿violators

查看設(shè)計(jì)的所有沖突。

執(zhí)行命令

write＿sdc

/

home

/

design

/

XD2309DCresult

/

XD2309＿dap＿ram.sdc

產(chǎn)生時(shí)序約束文件，

用于自動(dòng)布局布線輸入文件。

執(zhí)行命令

write＿file-format

verilog-hierarchy-outputhome

/

design

/

XD2309DCresult

/XD2309＿dap＿ram＿netlist＿DC.v，

產(chǎn)生綜合后的網(wǎng)表文件，

用于自動(dòng)布局布線輸入文件。

綜合后的電路圖如圖

5-53

所示。

圖

5-53

綜合后的電路圖

5.4.2

版圖設(shè)計(jì)

綜合產(chǎn)生的網(wǎng)表文件包含的信息是電路選用的

cell、

block

和

PAD

以及它們之間的邏輯連接關(guān)系。

sdc

文件包含了設(shè)計(jì)的約束信息。

在網(wǎng)表文件中雖然已選用了

PAD，

但并沒(méi)有給出

PAD

在

core

外圍的實(shí)際排列位置。

為此，

還需要一個(gè)描述

PAD

位置的文件指定PAD

在

core

外圍的實(shí)際排列位置。

由于本設(shè)計(jì)工藝廠商提供的

I/

O

cell

可以驅(qū)動(dòng)大電流（8A，16A），

所以面積較大（62.780×141.900，36.120×237.360）。

而本設(shè)計(jì)不需要太大的電流，

為了節(jié)省面積，

只能放棄工藝廠商提供的

I/

O

cell。

因此本設(shè)計(jì)在自動(dòng)布局布線軟件中沒(méi)有輸入

PAD

位置文件，

在自動(dòng)布局布線中只考慮

I/

O

引腳的分配，

I/

O

cell

和

PAD

由模擬版圖設(shè)計(jì)人員手動(dòng)加上。

對(duì)于

Pin

引腳，

若不對(duì)其進(jìn)行約束，

SOC

Encounter

會(huì)自動(dòng)進(jìn)行分配。

由于本芯片內(nèi)部LDO

模塊和

PLL

模塊是由模擬電路實(shí)現(xiàn)的，

自動(dòng)布局布線產(chǎn)生的版圖最終需要能夠跟模擬部分的版圖級(jí)聯(lián)，

因此有必要對(duì)

Pin

的位置詳細(xì)定義。

Pin

的位置定義以“.io”格式的文件保存，

用以重復(fù)使用。

引腳的擺放對(duì)標(biāo)準(zhǔn)單元的放置有很大的影響。

圖

5-54

是本設(shè)計(jì)兩種不同引腳位置的擺放導(dǎo)致在版圖的同一個(gè)位置處標(biāo)準(zhǔn)單元的數(shù)目和位置不一樣，

而標(biāo)準(zhǔn)單元的分布又會(huì)影響整個(gè)版圖的布局布線。

標(biāo)準(zhǔn)單元擺放得過(guò)密，

在連線時(shí)就容易引起版圖擁堵；

標(biāo)準(zhǔn)單元擺放得過(guò)度疏松，

又會(huì)增加版圖的面積。

因此，

為了得到一個(gè)比較合理的引腳分配，

數(shù)字后端設(shè)計(jì)人員需要和前端設(shè)計(jì)人員進(jìn)行溝通，

了解各個(gè)引腳之間的關(guān)系，

進(jìn)行多次反復(fù)的嘗試。

圖

5-54

引腳位置的擺放對(duì)標(biāo)準(zhǔn)單元分布的影響

當(dāng)

block、

I/

O

引腳的位置和放置標(biāo)準(zhǔn)單元的區(qū)域都確定后，

SOC

Encounter

根據(jù)網(wǎng)表和時(shí)序約束信息自動(dòng)放置標(biāo)準(zhǔn)單元，

同時(shí)進(jìn)行時(shí)序檢查和單元放置優(yōu)化。

布局規(guī)劃后，

芯片的大小、

core

的面積和電源及地線的

ring

和stripe

就都確定了。

經(jīng)過(guò)多次布局布線后，

最終確定的數(shù)字部分版圖布局規(guī)劃如圖