頁第1章緒論1.1本課題研究的目的和意義電源是向電子設備提供功率的裝置，也稱電源供應器。隨著電子技術(shù)的發(fā)展，電子系統(tǒng)的應用領域越來越廣泛，我們的衣食住行離不開電源，科學研究、工農(nóng)業(yè)生產(chǎn)、辦公學習、文化娛樂、交通、國防建設、教育、環(huán)境保護、宇宙探索等等，哪一樣也少不了電源。而電子設備的小型化和低成本化使電源以輕、薄、小和高效率為發(fā)展方向。傳統(tǒng)的晶體管串聯(lián)調(diào)整穩(wěn)壓電源，是連續(xù)控制的線性穩(wěn)壓電源，這種傳統(tǒng)穩(wěn)壓技術(shù)比較成熟。并且已有大量集成化的線性穩(wěn)壓電源模塊，具有穩(wěn)定性好、輸出紋波電壓小、使用可靠等特點。但調(diào)整管工作在線性放大狀態(tài)，為了保證輸出電壓穩(wěn)定，其集電極與發(fā)射集之間必須承受較大的電壓差，導致調(diào)整管功耗較大，電源效率很低，一般只有45%左右，另外，由于調(diào)整管上消耗較大的功率，所以需要采用大功率調(diào)整管并裝有體積很大的散熱器，于是它很難滿足電子設備發(fā)展的要求。從而促成了高效率、體積小、重量輕的開關電源的迅速發(fā)展。開關型穩(wěn)壓電源就是采用功率半導體器件作為開關，通過控制開關的占空比調(diào)整輸出電壓。開關電源就是以其效率高、功率密度高而在電源領域中占主導地位。隨著PWM技術(shù)的不斷發(fā)展和完善，開關電源以其高的性價比得到了廣泛的應用。開關電源的電路拓撲結(jié)構(gòu)很多，常用的電路拓撲有推挽、全橋、半橋、單端正激和單端反激等形式。其中，在半橋電路中，變壓器初級在整個周期中都流過電流，磁芯利用充分，且沒有偏磁的問題，所使用的功率開關管耐壓要求較低，開關管的飽和壓降減少到了最小，對輸入濾波電容使用電壓要求也較低。由于以上諸多原因，半橋式變換器在高頻開關電源設計中得到廣泛的應用[1]。1.2國內(nèi)外技術(shù)發(fā)展概況1955年美國羅耶（GH.Roger)發(fā)明的自激振蕩推挽晶體管單變壓器直流變換器，是實現(xiàn)高頻轉(zhuǎn)換控制電路的開端，1957年美國查賽（JenSen)發(fā)明了自激式推挽雙變壓器，1964年美國科學家們提出取消工頻變壓器的串聯(lián)開關電源的設想，這對電源向體積和重量的下降獲得了一條根本的途徑。到了1969年由于大功率硅晶體管的耐壓提高，二極管反向恢復時間的縮短等元器件改善，終于做成了25千赫的開關電源。1994年我國原郵電部作出重大決策，要求通信領域推廣使用開關電源以取代相控電源。開關電源的使用為國家節(jié)省了大量銅材、鋼材和占地面積。由于變換效率提高，能耗減少，降低了電源周圍環(huán)境的室溫，改善了工作人員的環(huán)境。我國郵電通信部門廣泛采用開關電源,極大地推動了它在其它領域的廣泛應用。值得指出的是，近兩年來出現(xiàn)的電力系統(tǒng)直流操作電源，是針對國家投資4000億元用于城網(wǎng)、農(nóng)網(wǎng)的供電工程改造、提高輸配電供電質(zhì)量而推出的，它已開始采用開關電源以取代傳統(tǒng)的相控電源。如今，開關電源以小型、輕量和高效率的特點被廣泛應用于以電子計算機為主導的各種終端設備、通信設備等幾乎所有的電子設備，是當今電子信息產(chǎn)業(yè)飛速發(fā)展不可缺少的一種電源方式。目前市場上出售的開關電源中采用雙極性晶體管制成的100KHz、用MOSFET制成的500KHz電源，雖已實用化，但其頻率有待進一步提高。要提高開關頻率，就要減少開關損耗，而要減少開關損耗，就需要有高速開關元器件。然而，開關速度提高后，會受電路中分布電感和電容或二極管中存儲電荷的影響而產(chǎn)生浪涌或噪聲。這樣，不僅會影響周圍電子設備，還會大大降低電源本身的可靠性。其中，為防止隨開關啟-閉所發(fā)生的電壓浪涌，可采用R-C或L-C緩沖器，而對由二極管存儲電荷所致的電流浪涌可采用非晶態(tài)等磁芯制成的磁緩沖器。不過，對1MHz以上的高頻，要采用諧振電路，以使開關上的電壓或通過開關的電流呈正弦波，這樣既可減少開關損耗，同時也可控制浪涌的發(fā)生。這種開關方式稱為諧振式開關?，F(xiàn)在對這種開關電源的研究很活躍，因為采用這種方式不需要大幅度提高開關速度就可以在理論上把開關損耗降到零，而且噪聲也小，可望成為開關電源高頻化的一種主要方式。當前，世界上許多國家都在致力于數(shù)兆Hz的變換器的實用化研究。1.321世紀開關電源的發(fā)展展望能源在社會現(xiàn)代化方面起著關鍵作用。電力電子技術(shù)以其靈活的功率變換方式，高性能、高功率密度、高效率，在21世紀必將得到大力發(fā)展，而開關電源是電力電子技術(shù)中占有很大比重的一個重要方面。1.半導體和電路器件是開關電源發(fā)展的重要支撐功率半導體器件仍然是電力電子技術(shù)發(fā)展的“龍頭”，電力電子技術(shù)的進步必須依靠不斷推出的新型電力電子器件[2]。功率場效應管(MOSFET)由于單極性多子導電，顯著地減小了開關時間，因而很容易地便可達到1MHz的開關工作頻率而受到世人矚目。但是MOSFET，提高器件阻斷電壓必須加寬器件的漂移區(qū)，結(jié)果使器件內(nèi)阻迅速增大，器件的通態(tài)壓降增高，通態(tài)損耗增大，所以只能應用于中小功率產(chǎn)品。為了降低通態(tài)電阻，美國IR公司采用提高單位面積內(nèi)的原胞個數(shù)的方法。功率MOSFET，500V、TO220封裝的HEXFET自1996年以來，其通態(tài)電阻以每年50%的速度下降。對于肖特基二極管的開發(fā)，最近利用Trench結(jié)構(gòu)，有望出現(xiàn)壓降更小的肖特基二極管，稱作TMBS-溝槽MOS勢壘肖特基，而有可能在極低電源電壓應用中與同步整流的MOSFET競爭。超容電容器是電容器件近年來的最新進展，美國的麥克韋爾公司一直保持著超容電容技術(shù)的世界領先地位。超容電容器采用了獨特的金屬/碳電極技術(shù)和先進的非水電解質(zhì)，具有極大的電極表面和極小的相對距離?，F(xiàn)在已開發(fā)生產(chǎn)出多種具有廣泛適用范圍的超容電容器單元和組件，單元容量小到10F，大到2700F。超容電容器可方便地串聯(lián)組合成高壓組件或并聯(lián)組合成高能量存儲組件。超容電容器組件現(xiàn)可提供650V的高壓高能量應用。超容電容器具有廣泛的應用前景。使用超容電容器可以使半導體、造紙、紡織等各種工業(yè)高度自動化的制造系統(tǒng)免受電力波動或短暫中斷所造成的巨大損失；超容電容器能為醫(yī)院或公用事業(yè)單位等在必須使用應急發(fā)電機電源時，提供過渡電源，構(gòu)成短期不間斷電源。對于新型電能車或混合電能車，超容電容器可作為電池的補充甚至替代物。2.電路集成和系統(tǒng)集成及封裝工藝電力電子產(chǎn)品或電路的發(fā)展方向是模塊化、集成化。具有各種控制功能的專用芯片，近幾年發(fā)展很迅速，如功率因數(shù)校正(PFC)電路用的控制芯片；軟開關控制用的ZVS、ZCS芯片；移相全橋用的控制芯片；ZVT、ZCTPWM專用控制芯片；并聯(lián)均流控制芯片；電流反饋控制芯片等。功率半導體器件則有功率集成電路(PowerIC)和IPM。IPM以IGBT為功率開關，將控制、驅(qū)動、保護、檢測電路一起封裝在一個模塊內(nèi)。由于外部接線、焊點減少，可靠性顯著提高。集成化、模塊化使電源產(chǎn)品體積小、可靠性高，給應用帶來極大方便。電路集成的進一步發(fā)展方向是系統(tǒng)集成。如現(xiàn)在的逆變器是將200～300個零件裝配在一起成為一個系統(tǒng)。這樣做法要花很多時間和人工，成本也高，也難于做得體積很小。美國VICOR公司生產(chǎn)的第一代電源模塊受生產(chǎn)技術(shù)、功率、磁元件體積和封裝技術(shù)的限制，密度始終未能超過每立方英寸80W。近年來，推出的第二代電源模塊，內(nèi)部結(jié)構(gòu)也改為模塊式，達到高度集成化和全面電腦化。功率密度已經(jīng)達到了每立方英寸120W。電源模塊內(nèi)含元件只有第一代產(chǎn)品的1/3，由115個減為35個。第二代電源模塊的控制電路只含兩個元件，被稱作“大腦”(Brain)?！按竽X”是兩片厚膜電路，由VICOR公司自己的無塵室自行開發(fā)生產(chǎn)，其總體積很小，取代了第一代產(chǎn)品中的約100個控制元件，體積縮小了60%。第二代產(chǎn)品的另一個突破是變壓器的改良，采用屏蔽式結(jié)構(gòu)和鍍銅磁芯，把初級和次級線圈分置左右兩邊而溫升很低。寄生電容和共模噪聲也很低。變壓器處理功率的密度達到了每立方英寸1000W，溫升只有3℃。第二代產(chǎn)品功率器件的管芯直接焊接在基板上，以取代第一代TO-200封裝，可以提高散熱效率，降低寄生電感、電容和熱阻。電力電子技術(shù)是重要的支撐科技，每一領域無一不和電力電子有關，都在起著重要作用，而開關電源是其中的一個重要方面，有著深遠的美好前景[3]。1.4本設計的主要內(nèi)容和目標設計一個半橋式開關電源變換器，內(nèi)容包括整個電路框圖的確定、主拓撲結(jié)構(gòu)的確定、電路的設計、主要元器件參數(shù)的計算與選型、實際電路的制作與調(diào)試、各主要參數(shù)的測量與數(shù)據(jù)分析、撰寫設計論文。設計目標：輸入電壓范圍：AC175～AC245V輸出電壓：DC24V輸出電流：Io=10A輸出功率：240W電源的效率：η≥80%輸出紋波噪聲：不大于100mV電壓調(diào)整率：SU≤2%電流調(diào)整率：SI≤2%輸出具有過流保護功能，動作電流12A1.5方案論證與總體設計1.5.1方案論證1.推挽變換器適用于低輸入電壓大功率的場合，廣泛應用于功放電路和開關電源中。變壓器帶有中心抽頭，而且開關管的承受電壓較高；由于變壓器原邊漏感的存在，功率開關管關斷的瞬間，漏源極會產(chǎn)生較大的電壓尖峰，另外輸入電流的紋波較大，因而輸入濾波器的體積較大。推挽不適用于高電壓：其一，對管子要求耐壓高，如220V整流電路中，其VCE(VDS)要達到800V以上，其二，因沒有隔直電容，容易產(chǎn)生磁偏，其三，推挽一般要對稱的雙繞組，這樣對變壓器工，藝要求高制作困難。2.全橋變換器全橋變換器適合于較大功率場合，由四個功率晶體管組成，相對于半橋而言，功率晶體管及驅(qū)動裝置個數(shù)要增加一倍，成本較高，導通回路上至少有兩個管壓降，因此功率損耗也大。3.正激變換器正激變換器輸出電壓受占空比的調(diào)至幅度相對于反激來說低很多，因此要求調(diào)控占空比的誤差信號幅度比較大，誤差信號放大器的增益和動態(tài)范圍也比較大；正激變換器的體積比較大。正激變換器次級峰值電壓比半橋變換器高，初級繞組匝數(shù)也是半橋的兩倍，因此半橋變換器繞組成本低，寄生電容也更小。4.反激變換器反激變換器電路比較簡單，體積比較小，多用于功率較小的場合或是多路輸出的場合，不需要加磁復位繞組，變壓器既有儲能的功能，又具有變壓和隔離的功能。反激變換器瞬態(tài)控制特性較差，它的變壓器初級和次級線圈的漏感比較大，所以變壓器效率低。5.半橋式變換器半橋式變換器開關管的穩(wěn)態(tài)關斷電壓等于直流輸入電壓，而不像推挽、單端正激或交錯正激拓撲那樣為輸入電壓的兩倍。而對于推挽等拓撲來說，兩倍的電網(wǎng)整流電壓將超過其開關管的安全耐壓容限。與正激變換器和反激變換器相比，半橋式變換器穩(wěn)壓范圍寬，更突出的是它在一定范圍內(nèi)輸出電壓與輸入電壓變化無關。半橋式拓撲能將變壓器初級側(cè)的漏感尖峰電壓鉗位于直流母線電壓，并將漏感儲存的能量歸還到母線，而不是消耗于電阻元件。半橋式變換器開關電源兩個開關管輪流交替工作，相當于兩個開關電源同時輸出功率，其輸出功率約等于單一開關電源輸出功率的兩倍。因此，半橋式變壓器開關電源輸出功率很大（最大輸出功率約為400～500W），工作效率很高，經(jīng)橋式整流或全波整流后，輸出電壓的電壓脈動系數(shù)SU和電流脈動系數(shù)SI都很小，僅需要很小的濾波電感和電容，其輸出電壓紋波和電流紋波就可以達到非常小。綜合以上對各個變換器分析，結(jié)合本設計的指標要求，如240W的輸出功率，整流后輸出接近310V直流，效率近80%，低成本目標，半橋式變換器具有絕對優(yōu)勢，因此本設計采用半橋式變換器作為主拓撲[4]。1.5.2硬件總體結(jié)構(gòu)設計圖1-1原理框圖AC175V~AC245V交流電進入電源后，首先經(jīng)過的是EMI濾波電路，濾除電源線進線引入的外界電網(wǎng)的高頻脈沖對電源的干擾，同時還有減少開關電源本身產(chǎn)生并經(jīng)電源傳導出去的電磁干擾。然后進入整流濾波電路，整流部分將交流電變?yōu)槊}動的直流電，濾波電路將脈動的直流電變成平滑的直流電。過電流檢測電路通過電流互感器檢測輸入電流，作用是起到過流保護。接下來進入半橋式電路，通過PMW控制器控制開關管導通來控制半橋電路，在半橋高頻變壓器的作用下，將中間整流電路輸出的低頻電源轉(zhuǎn)換為高頻電源。最后進入輸出濾波電路，將脈動的直流電壓在經(jīng)過電感電容濾波就得到平滑的直流電壓，經(jīng)過輸出電壓檢測之后達到穩(wěn)定直流24V輸出。第2章半橋變換器拓撲分析2.1半橋變換器工作原理半橋式變換器拓撲結(jié)構(gòu)如圖2-1所示，波形圖如圖2-2所示。其主要的優(yōu)點是，開關管關斷時承受電壓Vdc（與雙端正激變換器相同），而不是像推挽拓撲或單端正激變換器那樣為2Vdc[5]。圖2-1半橋變換器拓撲如圖2-1不管輸入網(wǎng)壓是AC120V還是AC220V，該電路整流得到的直流電壓均為320V。當輸入網(wǎng)壓為AC220V時，S1斷開；為AC120V時,S1閉合。S1斷開時，輸入為220V交流電壓，電路為全波整流電路，濾波電容C1和C2串聯(lián)，整流濾波得到的直流電壓峰值約為1.41×220-2=308V；當S1閉合時，輸入為120V交流電壓，電路相當于一個倍壓整流器。在輸入電壓的正半周，A點相當于B點為正，電源通過D1給C1充電，C1電壓為上正下負，峰值約為1.41×220-1=168V；在輸入電壓的負半周，A點電壓相對于B點為負，電源通過D2給C2充電，C2電壓為上正下負，峰值也為1.41×220-1=168V，這樣兩個電容串聯(lián)的輸出為336V。由此可知，當任何一個晶體管導通時，另一個關斷的晶體管承受的電壓只是最大直流輸入電壓，而并非其兩倍。假設整流后輸入的直流電壓為336V，該電路工作情況如下。首先忽略小容量阻斷電容Cb，則Np的下端可近似的看做連接到C5與C6的連接點。通常的做法是在C5、C6兩端各并接等值放電電阻來均衡兩者的電壓，本設計中用到R2、R3,加上C5、C6的容量相等，則連接點處的電壓為整流輸出電壓的一半，約為168V。圖中的開關管Q1、Q2輪流導通半個周期。Q1導通Q2關斷時，Np同名端電壓為+168V，Q2承受電壓為336V；同理，Q2導通Q1關斷時，Q1承受電壓也為336V，此時Np同名端電壓為-168V[7]。圖2-2主要波形圖2.2半橋變換器的漏感問題半橋變換器不存在像單端正激和推挽拓撲中那樣麻煩的漏感尖峰問題，因為開關管Q1、Q2分別并聯(lián)了二極管D5、D6，它將開關管承受的尖峰電壓鉗位于Vdc。Q1導通時，負載電流和勵磁電流流過Q1、變壓器T1的漏感、NP并聯(lián)的勵磁電感及按匝比平方折算到初級的次級負載等效阻抗，最后流經(jīng)Cb到達C1、C2接點，NP同名端電壓為正；Q1關斷時，勵磁電感迫使所有繞組電壓極性反向，NP同名端電壓力圖變得很負，使Q1承受遠大于Vdc的電壓并使Q2承受反壓，造成兩個開關管的損壞。但由于D6的鉗位作用，NP同名端電壓就不會低于母線電壓。同理，Q2導通時，勵磁電感儲存能量，NP同名端電壓(該端電壓接近Vdc/2)為負；Q2關斷時，勵磁電感使所有繞組電壓極性反向。NP同名端電壓力圖變得很正，但由于D5的存在，NP同名端電壓被鉗位于母線電壓。這樣，到同時間內(nèi)的漏感儲能就會經(jīng)D5、D6反饋給電源Vdc。第3章控制芯片的介紹3.1SG3525工作特性分析SG3525是用于驅(qū)動N溝道功率MOSFET。其產(chǎn)品一推出就受到廣泛好評。SG3525系列PWM控制器分軍品、工業(yè)品、民品三個等級。下面我們對SG3525特點、引腳功能、工作原理進行介紹。SG3525是電流控制型PWM控制器，所謂電流控制型脈寬調(diào)制器是按照接反饋電流來調(diào)節(jié)脈寬的。在脈寬比較器的輸入端直接用流過輸出電感線圈的信號與誤差放大器輸出信號進行比較，從而調(diào)節(jié)占空比使輸出的電感峰值電流跟隨誤差電壓變化而變化。由于結(jié)構(gòu)上有電壓環(huán)和電流環(huán)雙環(huán)系統(tǒng)，因此，無論開關電源的電壓調(diào)整率、負載調(diào)整率和瞬態(tài)響應特性都有提高，是目前比較理想的新型控制器[8]。一.SG3525引腳功能及特點：圖3-1SG3525引腳圖1.Inv.input(引腳1)：誤差放大器反向輸入端。在閉環(huán)系統(tǒng)中，該引腳接反饋信號。在開環(huán)系統(tǒng)中，該端與補償信號輸入端（引腳9）相連，可構(gòu)成跟隨器。2.Noninv.input(引腳2)：誤差放大器同向輸入端。在閉環(huán)系統(tǒng)和開環(huán)系統(tǒng)中，該端接給定信號。根據(jù)需要，在該端與補償信號輸入端（引腳9）之間接入不同類型的反饋網(wǎng)絡，可以構(gòu)成比例、比例積分和積分等類型的調(diào)節(jié)器。3.Sync(引腳3)：振蕩器外接同步信號輸入端。該端接外部同步脈沖信號可實現(xiàn)與外電路同步。4.OSC.Output(引腳4)：振蕩器輸出端。5.CT(引腳5)：振蕩器定時電容接入端。6.RT（引腳6）：振蕩器定時電阻接入端。7.Discharge(引腳7)：振蕩器放電端。該端與引腳5之間外接一只放電電阻，構(gòu)成放電回路。8.Soft-Start(引腳8)：軟啟動電容接入端。該端通常接一只105的軟啟動電容。9.Compensation(引腳9)：PWM比較器補償信號輸入端。在該端與引腳2之間接入不同類型的反饋網(wǎng)絡，可以構(gòu)成比例、比例積分和積分等類型調(diào)節(jié)器。10.Shutdown(引腳10)：外部關斷信號輸入端。該端接高電平時控制器輸出被禁止。該端可與保護電路相連，以實現(xiàn)故障保護。11.OutputA（引腳11）：輸出端A。引腳11和引腳14是兩路互補輸出端。12.Ground(引腳12)：信號地。13.Vc(引腳13)：輸出級偏置電壓接入端。14.OutputB（引腳14）：輸出端B。引腳14和引腳11是兩路互補輸出端。15.Vcc（引腳15）：偏置電源接入端。16.Vref(引腳16)：基準電源輸出端。該端可輸出一溫度穩(wěn)定性極好的基準電壓。圖3-2SG3525內(nèi)部框圖圖3-3SG3525內(nèi)部各點波形特點如下：（1）工作電壓范圍寬：8—35V。（2）5.1（1.0%）V微調(diào)基準電源。（3）振蕩器工作頻率范圍寬：100Hz～400KHz。（4）具有振蕩器外部同步功能。（5）死區(qū)時間可調(diào)。（6）內(nèi)置軟啟動電路。（7）具有輸入欠電壓鎖定功能。（8）具有PWM瑣存功能，禁止多脈沖。（9）逐個脈沖關斷。（10）雙路輸出（灌電流/拉電流）：200mA(峰值)。二.SG3525的工作原理：SG3525內(nèi)置了5.1V精密基準電源，微調(diào)至1.0%，在誤差放大器共模輸入電壓范圍內(nèi)，無須外接分壓電組。SG3525還增加了同步功能，可以工作在主從模式，也可以與外部系統(tǒng)時鐘信號同步，為設計提供了極大的靈活性。在5腳和7腳之間加入一個電阻就可以實現(xiàn)對死區(qū)時間的調(diào)節(jié)功能。由于SG3525內(nèi)部集成了軟啟動電路，因此只需要一個外接定時電容。SG3525的軟啟動接入端（引腳8）上通常接一個104的軟啟動電容。上電過程中，由于電容兩端的電壓不能突變，因此與軟啟動電容接入端相連的PWM比較器反向輸入端處于低電平，PWM比較器輸出高電平。此時，PWM瑣存器的輸出也為高電平，該高電平通過兩個或非門加到輸出晶體管上，使之無法導通。只有軟啟動電容充電至其上的電壓使引腳8處于高電平時，SG3525才開始工作。由于實際中，基準電壓通常是接在誤差放大器的同相輸入端上，而輸出電壓的采樣電壓則加在誤差放大器的反相輸入端上。當輸出電壓因輸入電壓的升高或負載的變化而升高時，誤差放大器的輸出將減小，這將導致PWM比較器輸出為正的時間變長，PWM瑣存器輸出高電平的時間也變長，因此輸出晶體管的導通時間將最終變短，從而使輸出電壓回落到額定值，實現(xiàn)了穩(wěn)態(tài)。反之亦然。外接關斷信號對輸出級和軟啟動電路都起作用。當Shutdown（引腳10）上的信號為高電平時，PWM瑣存器將立即動作，禁止SG3525的輸出，同時，軟啟動電容將開始放電。如果該高電平持續(xù)，軟啟動電容將充分放電，直到關斷信號結(jié)束，才重新進入軟啟動過程。注意，Shutdown引腳不能懸空，應通過接地電容可靠接地，以防止外部干擾信號耦合而影響SG3525的正常工作。欠電壓鎖定功能同樣作用于輸出級和軟啟動電路。如果輸入電壓過低，在SG3525的輸出被關斷同時，軟啟動電容將開始放電。此外，SG3525還具有以下功能，即無論因為什么原因造成PWM脈沖中止，輸出都將被中止，直到下一個時鐘信號到來，PWM瑣存器才被復位。3.2UC3843工作原理分析1.UC3843芯片管腳排列：圖3-4UC3843的引腳圖2.主要特性用于20-50W的小功率開關電源，管腳少，電路簡單。(1)單輸出級，可以驅(qū)動MOS、晶體管。(2)PWM芯片。(3)工作頻率500kHz。(4)低啟動和工作電流，啟動電流小于1mA，工作電流15mA。(5)大電流圖騰柱輸出，1A。(6)8.5V開通7.6V關斷(7)帶欠壓封鎖保護3.引腳及功能：1腳（COMP）：誤差放大器輸出。2腳（UFB）：反饋電壓輸入端。它與內(nèi)部2.5VDC基準電源比較，產(chǎn)生誤差電壓來控制調(diào)節(jié)脈沖寬度。3腳（ISENSE）：接電感電流傳感器。當采樣電壓大于1VDC時，縮小脈沖寬度，使電源處于斷續(xù)工作狀態(tài)。4腳（RT/CT）：定時阻容端。頻率f=1.8/(CTRT)。5腳（Gnd）：地。6腳（OUTPUT）：輸出端。7腳（Vcc）：電源。10-13VDC，關閉電壓10VDC。8腳（VREF）：內(nèi)部基準電源輸出，5VDC+/-0.1VDC，50mA。4.芯片原理：UC3843是一種單端輸出電流控制型電路，其最大的優(yōu)點是外接元器件極少，外電路裝配非常簡單，其原理方框圖如下圖所示，它有兩個控制閉合環(huán)路，一個是輸出電壓反饋回誤差放大器，用于同基準電壓比較后產(chǎn)生誤差電壓；另一個是電感(變壓器初級)中電流在反饋電阻(R0)上產(chǎn)生的電壓與誤差電壓進行比較產(chǎn)生調(diào)制脈沖的脈寬，這些都是在時鐘所限定的固定頻率下工作。由于誤差信號實際控制著峰值電感電流，故稱其為電流型脈寬調(diào)制器，其優(yōu)點如下：1)線性調(diào)整率(電壓調(diào)整率)非常好，可達0.0l％/V。這是由于輸入電壓的變化立即反映為電感電流的變化，它不經(jīng)過任何誤差放大器就能在比較中改變輸出脈沖寬度，再加一級輸出電壓U。至誤差放大器控制，能夠使線性調(diào)整率更好。2)明顯改善了負載調(diào)整率。因為誤差放大器可專門用于控制由于負載變化造成的輸出電壓變化。3)誤差放大器的外補償電路簡化，穩(wěn)定度提高并改善了頻響，這時由于在R0上檢測出的峰值電流能代表平均電流，整個電路可看作一個誤差電壓控制源，變換器(誤差放大器)由雙極點變?yōu)楦邩O點。4)簡化了過流保護電路(電流限制電路)。由于R0上感應出尖峰電感電流，所以自然形成逐個脈沖限流電路，只要Rs上電平達到lV，脈寬調(diào)制器就立即關閉，這種峰值電感感應檢測技術(shù)可以靈敏地精確地限制輸出的最大電流。UC3843設有欠壓鎖定電路，其開啟電壓為8.5V，關閉閥值為7.6V，UC3843的電源可以由高壓直流電通過一個降壓電阻R來提供，0.8V的啟動關閉的差值電壓可有效地防止電路在閥值電壓附近工作時的振蕩。在uC3843的輸入端設有一個34V齊納管，保證其內(nèi)部電路絕對在34V以下工作，防止可能高壓帶來的損壞，5V的基準電壓由8腳引出，基準電壓再降至2.5V，為誤差放大器的同相輸入端提供基準。5V的基準電壓同時作內(nèi)部各部分電路的電源。UC3843的輸出為圖騰式，輸出給開關管的平均電流為±200mA，最大峰值電流可達±1A，輸出低電平電壓為1.5V，輸出高電平電壓為13.5V，故適宜驅(qū)動晶體管或MOSFET管。UC3843內(nèi)設置有PWM鎖存器，可保證輸出端在每一振蕩周期內(nèi)僅出現(xiàn)一個單控制脈沖，防止噪聲干擾和功率管的超功耗。內(nèi)部包括振蕩器、誤差放大器、電流比較器、PWM鎖存、5VDC基準電源、輸出電路等。圖3-5UC3843的內(nèi)部框圖5VDC基準電源：內(nèi)部電源，經(jīng)衰減得到2.5VDC作為誤差比較器的比較基準。該電源還可以提供外部5VDC/50mA。振蕩器：產(chǎn)生方波振蕩。RT接在4、8（REF）腳之間，CT接4、5（GND）之間。頻率f=1.8/(CTRT)。最大500KHz。誤差放大器：由UFB端輸入的反饋電壓和2.5VDC做比較，誤差電壓COMP用于調(diào)節(jié)脈沖寬度。COMP端引出接外部RC網(wǎng)絡，以改變增益和頻率特性。輸出電路：單圖騰柱輸出結(jié)構(gòu)，1A峰值驅(qū)動電流，驅(qū)動MOS管及雙極型晶體管。電流取樣比較器：3腳ISENSE用于檢測開關管電流，可以用電阻或電流互感器采樣，當VISENSE>1VDC時，關閉輸出脈沖，使開關管關斷。這實際上是一個過流保護電路。欠壓鎖定電路UVLO：開通閾值16VDC，關閉閾值10VDC。具有滯回特性。PWM鎖存電路：保證每一個控制脈沖作用不超過一個脈沖周期，即所謂逐脈沖控制。另外，UCC與GND之間的穩(wěn)壓管用于保護，防止器件損壞。第4章電路設計4.1EMI濾波電路設計由于開關器件工作在高頻通斷狀態(tài)，高頻的快速瞬變過程本身就是一電磁騷擾（EMD）源，它產(chǎn)生的EMI信號有很寬的頻率范圍，又有一定的幅度。若把這種電源直接用于數(shù)字設備，則設備產(chǎn)生的EMI信號會變得更加強烈和復雜。圖4-1EMI電路圖1、概念理解：共模扼流圈共模扼流圈使用一個磁心上繞制兩組電流方向相反的導線，使用高磁導率的磁心，一般匝數(shù)也很少。干擾源產(chǎn)生電流i，在磁心中產(chǎn)生方向相反的磁通，磁心中等于沒有磁通，線圈幾乎為零，因此不能抑制差模干擾信號。干擾源產(chǎn)生的同時流進線圈的電流i，兩線圈產(chǎn)生的磁通是相同方向的，有相互加強作用，每一線圈共模阻抗提高，共模電流大大減弱。實際減弱量取決于共模扼流圈阻抗和負載阻抗大小之比。因此，這種繞法的電磁線圈對共模干擾有強的抑制作用。差模扼流圈為了對差模干擾信號起抑制作用，則共磁心的兩個線圈繞向必須相反。這樣，對共模信號抑制的電感為零，等于不起作用。在具體線路中采用哪一種繞法，要根據(jù)抑制哪一種干擾為主來決定。對扼流圈基本要求：無論對差?；蚬材６罅魅?，無論裝設在進線或是出線端，都要達到如下幾點基本要求：在干擾信號頻率下相應在磁材料初始磁導率下工作阻抗要大；工作頻率下相應在磁材料初始磁導率下工作阻抗要小；直流電阻要小，電感值穩(wěn)定，不隨溫度變化而產(chǎn)生大幅度變化；分布電容要小。2、電路構(gòu)造原理：電源噪聲是電磁干擾的一種，其傳導噪聲的頻譜大致為10KHz～30KHz，最高可達150MHz。根據(jù)傳播方向的不同，電源噪聲可分為兩大類：一類是從電源進線引入的外界干擾，另一類是由電子設備產(chǎn)生并經(jīng)電源傳導出去的噪聲。這表明噪聲屬于雙向干擾信號，電子設備既是噪聲干擾的對象，又是一個噪聲源。若從形成特點看，噪聲干擾分差模干擾與共模干擾兩種。差模干擾是兩條電源線之間（簡稱線對線）的噪聲，共模干擾則是兩條電源線對大地（簡稱線對地）的噪聲。因此，電磁干擾濾波器應符合電磁兼容性（EMC）的要求，也必須是雙向射頻濾波器，一方面要濾除從交流電源線上引入的外部電磁干擾，另一方面還能避免本身設備向外部發(fā)出噪聲干擾，以免影響同一電磁環(huán)境下其他電子設備的正常工作。此外，電磁干擾濾波器應對差模、共模干擾都起到抑制作用。在上圖中C1和C2叫做差模電容，L叫做共模電感，C3和C4叫做共模電容。差模濾波元件和共模濾波元件分別對差模和共模干擾有較強的衰減作用。該五端器件有兩個輸入、兩個輸出和一個接地端，使用時外殼接通大地。共模扼流圈L（亦稱共模電感）對差模干擾不起作用，但當出現(xiàn)共模干擾時，由于兩個線圈的磁通方向相同，經(jīng)過耦合后總電感量迅速增大，因此對共模信號呈現(xiàn)很大的感抗，使之不易通過，故稱作共模扼流圈。它的兩個線圈分別繞著低損耗、高導磁率的鐵氧體磁環(huán)上，當有電流通過時，兩個線圈上的磁場就會互相加強。當市網(wǎng)工頻電流在兩個繞組中流過時為一進一出，產(chǎn)生的磁場恰好抵消，使得共模電感對市網(wǎng)工頻電流不起任何阻礙作用，可以無損耗地傳輸。如果市網(wǎng)中含有共模噪聲電流通過共模電感，這種共模噪聲電流是同方向的，流經(jīng)兩個繞組時，產(chǎn)生的磁場同相疊加，使得共模電感對干擾電流呈現(xiàn)出較大的感抗，由此起到了抑制共模干擾的作用。實際使用中共模電感兩個電感繞組由于繞制工藝的問題會存在電感差值，不過這種差值正好被利用作差模電感。所以，一般電路中不必再設置獨立的差模電感了。共模電感的差值電感與電容C1及C2構(gòu)成了一個濾波器。這種濾波器對差模干擾有較好的衰減。需要指出當額定電流較大時，共模扼流圈的線經(jīng)也要相應增大，以便能承受較大的電流。此外適當增加電感量，可改善低頻衰減特性。除了共模電感以外，圖中的電容C3及C4也是用來濾除共模干擾的。共模濾波的衰減在低頻時主要由電感器起作用，而在高頻時大部分電容C3及C4起作用。差模干擾抑制器通常使用低通濾波元件構(gòu)成，最簡單的就是一只濾波電容接在兩根電源線之間而形成的輸入濾波電路（如圖中電容C1），只要電容選擇適當，就能對高頻干擾起到抑制作用。該電容對高頻干擾阻抗甚低，故兩根電源線之間的高頻干擾可以通過它，它對工頻信號的阻抗很高，故對工頻信號的傳輸毫無影響。該電容的選擇主要考慮耐壓值，只要滿足功率線路的耐壓等級，并能承受可預料的電壓沖擊即可。為了避免放電電流引起的沖擊危害，CX(C1和C2)電容容量不易不宜過大，采用薄膜電容器，容量范圍大致是0.01mF～0.47uF，主要用來濾除差模干擾。C3和C4亦可并聯(lián)在輸入端，仍選用陶瓷電容，容量范圍是2200pF～0.1uF。為減小漏電流，電容量不得超過0.1uF，并且電容器中點應與大地接通。C1、C2和C3、C4的耐壓值分別為275V和630V。4.2整流濾波電路設計圖4-2整流濾波電路圖整流濾波電路如上圖所示。它采用全橋式整流濾波結(jié)構(gòu)，C5、C6為濾波電容，R2、R3為均壓電阻。整流電路是利用二極管的單向?qū)ㄔ韥硗瓿晒ぷ鞯?，其中整流部分將交流電變?yōu)槊}動的直流電（本文采用的是整流橋D3BA60），濾波電路將脈動的直流電變成平滑的直流電[12]。4.3半橋電路設計該電源采用半橋式變換電路，其工作頻率45KHZ，在初級一側(cè)的主要部分是Q1和Q2功率管及C5和C6電容器。Q1和Q2交替導通、截止，在高頻變壓器初級繞組N1兩端產(chǎn)生一副值為Vdc1/2的正負方波脈沖電壓。能量通過變壓器傳遞到輸出端，Q1和Q2采用IRF830功率MOS管[13]。圖4-3半橋電路圖4.4控制電路分析控制電路以SG3525為主控芯片，1腳接電阻R45、R16和R92及電容C73，R45、R16和R92起到分壓的作用，C73濾波。作為誤差放大器1的反相輸入，當Vout變化時，誤差放大器1的輸出電壓隨之改變，即與鋸齒波電壓比較電平改變。PWM比較器輸出的脈沖寬度改變，致使SG3525輸出的驅(qū)動脈沖改變從而實現(xiàn)穩(wěn)壓的目的。5腳接振蕩器地勢電容C11，6腳接振蕩器定時電阻R14。5腳和6腳構(gòu)成振蕩頻率控制端，通過改變電阻或電容的大小來改變振蕩頻率。13腳和15腳接VCC，作為啟動電壓。11腳和14腳接入驅(qū)動電路，12腳接GND，16腳接基準電壓（VREF）。圖4-4控制電路圖4.5驅(qū)動電路與過電流保護電路原理分析4.5.1驅(qū)動電路設計圖4-5驅(qū)動電路m、n分別連接UC3525的輸出端14、11腳，a與半橋中的MOS管Q2的柵極連接，b連接Q2的源極，c連接半橋中的MOS管Q1的柵極，d連接Q1的源極。KSP2907是低電平導通，當R38處為高電平時，通過D6直接驅(qū)動Q2導通，此時R39處為低電平Q5導通，通過二極管把c點處電壓拉低，則Q1關斷截止。反之，則Q1導通，Q2關斷截止。4.5.2過電流保護電路分析圖4-6過流保護電路圖過流保護是利用SG3525的l0腳加高電平封鎖脈沖輸出的功能。當10腳為高電平時，SG3525的腳11及腳14上輸出的脈寬調(diào)制脈沖就會立即消失而成為零。過流信號取自輸入端的電流互感器CT，經(jīng)逆變后得到電流信號加至上圖所示過流保護電路上。過流信號加至電壓比較器LM358同相端。當過流信號使同相端電平比反相端參考電平高時，比較器將輸出高電平，則二極管D7將從原來的反向偏置狀態(tài)轉(zhuǎn)變?yōu)檎驅(qū)?，并把同相端電位提升為高電平，這一變化將使得電壓比較器一直穩(wěn)定輸出高電平封鎖脈沖，本電路通過D6與SG3525的10腳連接，則SG3525停止工作，11、14腳不輸出，將自動切斷輸入電源。在正常狀態(tài)下，比較器輸出零電平，不影響電路工作[11]。4.6輔助電源設計分析反激變換器拓撲在輸出功率為5~150W的低成本電源應用中非常廣泛，它的最大優(yōu)點，很明顯，就是不需要次級輸出電感。這會使反激變換器在體積和成本上占有很大優(yōu)勢。本設計中輔助電源采用反激變換器如圖4-7，控制電路以UC3843為核心，輸出電壓為DC17V，輸出功率6W，效率80%，開關頻率為82KHz，電壓反饋取自輔助繞組。圖4-7輔助電源原理圖工作過程大致為：輸入直流電壓，通過啟動電阻啟動芯片。芯片工作后，6腳驅(qū)動MOS管Q3，反激變壓器工作。在Q3導通期間，D17反偏；在Q3截止時，D17正偏，供給負載功率。第5章參數(shù)計算及主要元器件選擇5.1主電路拓撲參數(shù)計算5.1.1半橋變壓器計算技術(shù)指標：輸入電壓DC247V~DC347V；輸出電壓24V；輸出電流10A；電源的效率：η≥80%；開關頻率。=1\*GB3①用AP法計算：(5-1)(5-2)——拓撲系數(shù)，查表得：，(5-3)查磁芯手冊知，PC40材料，EE40磁芯的窗口橫截面積，所以>(5-4)Aw——是磁芯窗口面積Ae——是磁芯有效截面積所以可以選擇PC40材料，EE40磁芯變壓器原邊匝數(shù)計算：設最大占空比,(5-5)(5-6)原邊繞組匝數(shù)(5-7)這時原邊繞組要按比例增加取NP=23（匝）=2\*GB3②變壓器副邊匝數(shù)計算：根據(jù)電感伏秒積平衡得(5-8)(5-9)副邊繞組匝數(shù)取NS=5(匝)=3\*GB3③變壓器原邊線徑確定：原邊繞組電流有效值為,(5-10)J——電流密度橫截面積：(5-11)原邊線徑：(5-12)因為變壓器原負邊流過的都是高頻電流，大都分的電流沿著導線上某一厚度或稱之為趨膚深度的表層進行傳導，可以用下面的公式等價這種關系：(5-13)其中——趨膚深度，mm；km——物質(zhì)常數(shù)，銅的物質(zhì)常數(shù)（）；f——頻率,Hz。(5-14)選25#線徑為0.454mm的漆包線因為面積相等：所以取3股0.454并聯(lián)=4\*GB3④副邊線徑：副邊電流有效值為(5-15)導線橫截面積：(5-16)副邊線徑：(5-17)因為，所以選25#線徑為0.454mm的漆包線由面積相等所以取16股0.454并聯(lián)5.1.2電感的計算技術(shù)指標為：(5-18)(5-19)(5-20)(5-21)(5-22)，(5-23)電感確定：(5-24)所以取原邊峰值電流：，(5-25)峰值比有效值大，為保留有足夠余量令等于J的單位為，將其化成:=(5-26)、、、為國際單位L——電感量——為氣隙橫截面積——為磁密擺幅——為電流有效值——為銅線面積——為電流密度——為填充系數(shù)——電感峰值電流取0.6，取0.25T，（溫升是時）(5-27)因EE40AP=1.38>0.1516所以選磁心型號EE40(5-28)?。ㄔ眩庀洞_定：因為安培環(huán)路定則：磁阻(5-29)：2300很小可忽略；真空磁導率，為磁導率，為氣隙磁阻，氣隙長度，為原邊電感量(5-30)線徑確定：(5-31)(5-32)(5-33)選25#線徑為0.454mm的漆包線由面積相等：股，取14股0.454m并聯(lián)5.1.3驅(qū)動變壓器和電流互感器1.驅(qū)動變壓器：根據(jù)經(jīng)驗值取EE250.33mm線徑1:1的原邊30匝副邊30匝30匝2.電流互感器：一般經(jīng)驗值原邊單匝副邊100匝3.隔直電容：(5-34)取/400V5.2輔助電源變壓器計算輔助電源技術(shù)指標為：輸出電壓為DC17V；輸出功率6W；效率80%；開關頻率為82KHz計算是在DCM下：=1\*GB3①最小和最大輸入電流為=2\*GB3②輸入功率為(5-35)=3\*GB3③最小輸入電壓時平均電流(5-36)=4\*GB3④負載最重時臨界連續(xù)（時）取=5\*GB3⑤反激電壓有，所以反激電壓：(5-37)=6\*GB3⑥原邊峰值電流(5-38)=7\*GB3⑦周期為(5-39)=8\*GB3⑧選pc40材料（按算）：磁密擺幅：若要超過它則磁通飽和，取磁密峰值：=9\*GB3⑨選EE25，橫截面積=10\*GB3⑩計算原邊繞組匝數(shù)：(5-40)因為(5-41)取匝原邊電感量：(5-42)二次側(cè)繞組的匝數(shù)：(5-43)取匝二次側(cè)峰值電流：(5-44)二次側(cè)電感量：(5-45)輔助繞組匝數(shù)：芯片工作電流10mA（穩(wěn)定工作），啟動電流1mA令所以匝氣隙：(5-46)原邊繞組線徑：原邊電流有效值（均方根值）：選電流密度，橫截面積：所以原邊線徑：(5-47)取32#線徑為0.203mm的漆包線副邊繞組線徑：副邊線徑(5-48)取25#線徑為0.454mm的漆包線輔助繞組：根據(jù)經(jīng)驗值選28#線徑為0.32mm的漆包線5.3其他電路參數(shù)計算1.電流取樣電阻(5-49)可取，本設計中經(jīng)實驗驗證取兩個并聯(lián)2.啟動電阻可取選擇（耐壓，電流）完全符合條件3.輸入濾波電容：效率公式為：(5-50)輸入功率為：(5-51)(5-52)因兩電容均分輸入電壓所以取即可4.輸出濾波電容：紋波電壓：(5-53)因為輸出電壓為24V，所以所以取即可5.吸收回路計算：(5-54)經(jīng)驗值：R取即可，(5-55)取電容即可5.4主要芯片及元器件選擇1.場效應管選擇：本設計為AC175～AC245V/DC24V240W的開關電源，在半橋逆變電路中是采用型號為IRF830的場效應管作為開關管，各項指標為VDS=500V，VDGR=500V，VGS=±30V，ID=5.9A(Tmb=25℃；VGS=10V)，ID=3.7A(Tmb=100℃；VGS=10V)，IDM=24A，PD=125W(Tmb=25℃)，TSTG=-55℃～150℃，均滿足要求。2.主芯片：控制電路采用芯片SG3525，因其是雙路交替輸出，其他功能見第三章講解。3.輔助電源控制芯片：因為芯片UC3843只有8個引腳，外電路接線簡單，所用元器件少，并且性能優(yōu)越，成本低廉，驅(qū)動電平非常適合于驅(qū)動MOS管，占空比可達100%，啟動和關閉閥值為8.5V/7.6V，所以輔助電源采用UC3843為主控芯片。4.二極管的選擇：整流橋采用D3SBA60各項指標為VRM=600V，IF(AV)=4A(TC=108℃)，IF(AV)=2.3A(TC=25℃)，IFSM=80A，VF=1.05V，IR=10uA，TSTG=-40℃～150℃也滿足要求。IN4148是屬于一般的二極管，小電流常用的頻率較高，輸出小電流用的。是高速開關管，開關比較迅速，適用于信號頻率較高的電路進行單向?qū)ǜ綦x。因此，在本設計中的其他二極管選擇IN4148。第6章測試數(shù)據(jù)與分析6.1本設計用到的儀器儀表本設計在制作、調(diào)試、測試過程中用到一些儀器儀表，分別是福祿克數(shù)字萬用表、數(shù)字萬用表、電感表、直流穩(wěn)壓電源、DS5062CE數(shù)字示波器、安培表、接觸調(diào)壓器、磁盤與滑線變阻器等。6.2電源主要技術(shù)參數(shù)測試6.2.1電壓調(diào)整率的測試表6-1電壓調(diào)整率測試數(shù)據(jù)輸入電壓175V220V245V輸出電壓23.85V24.1V24.3V在最小和最大輸入電壓下分別測試輸出電壓，在額定輸入電壓時測試輸出電壓，所以電壓調(diào)整率：，滿足設計要求不大于2%。6.2.2電流調(diào)整率的測試輸入電壓為額定220V不變，空載時輸出電壓：24.5V；滿載時輸出電壓：24.1V，所以電流調(diào)整率：，滿足設計要求不大于2%。6.2.3電源效率的測試表6-2電源效率測試數(shù)據(jù)輸出電流2A5A7A8A10A輸出電壓24.4V24.3V24.26V24.2V24.1V輸出功率48.8W121.5W169.8W193.6W241W輸入電流0.32A0.76A0.89A0.96A1.15A輸入電壓220V220V220V220V220V圖6-1效率曲線圖測試過程中逐漸減小負載，增加輸出電流值，對輸出電壓和輸入電流進行測試，取了幾個點的值進行記錄，算出每個點的效率繪制上圖效率曲線。輸入功率等于輸出功率加上損耗功率，效率公式為：(6-1)相對來說損耗一定，輸出功率逐漸增加，所以效率也逐漸增加。6.3電源主要波形測試6.3.1輸出紋波噪聲的波形圖6-2紋波電壓波形電路輸出的紋波噪聲如上圖所示，由圖可以看出輸出主要紋波噪聲約為100mV，基本滿足設計不大于100mV的要求。6.3.2主電路MOSFET的驅(qū)動波形圖6-3單個MOSFET波形圖6-4雙MOSFET波形從圖6-3中可以看出，驅(qū)動電壓在14V以上，完全符合要求，占空比約為0.4，從圖6-4中可以清晰看出兩個開關管交替導通，死區(qū)時間為2uS。6.3.3輔助電源MOSFET的驅(qū)動波形圖6-5輔助電源驅(qū)動波形從圖中可以看出輔助電源的MOS管驅(qū)動電壓約為14V，完全可以驅(qū)動MOS管導通，它的占空比約為0.3。6.3.4主變壓器原邊繞組電壓波形圖6-6主變壓器原邊電壓波形上圖波形是在額定電壓下測試的，整流濾波得到的直流電壓峰值約為1.41×220-2=308V，兩個開關管Q1、Q2輪流導通半個周期。Q1導通Q2關斷時，Np同名端電壓為+168V，上圖中約為160V符合要求；同理，Q2導通Q1關斷時，此時Np同名端電壓為-168V，上圖中約為-160V符合要求。結(jié)論充分考慮到半橋式拓撲電路的優(yōu)點，例如：半橋式變壓器開關電源輸出功率很大，工作效率很高，經(jīng)橋式整流或全波整流后，輸出電壓的電壓脈動系數(shù)SU和電流脈動系數(shù)SI都很小，僅需要很小的濾波電感和電容，其輸出電壓紋波和電流紋波就可以達到非常小等，本文采用SG3525設計制作了一款240W的半橋式變換器。通過自己的學習與分析研究確立了系統(tǒng)的主電路拓撲結(jié)構(gòu)，并根據(jù)系統(tǒng)主電路的結(jié)構(gòu)和技術(shù)要求計算了各元件參數(shù)，同時與主電路對應，設計出系統(tǒng)的控制電路以及輔助電源，對其各個電路原理進行了分析介紹。本設計的獨到之處在于，采用反激變換器做輔助電源提高了效率，設置了輸入過電流保護電路以及輸出過流過壓保護電路，輸入端設置了EMI濾波電路，濾除高頻雜波和同相干擾信號，同時也將電源內(nèi)部的干擾信號屏蔽起來。對所設計的電源系統(tǒng)進行了制作與調(diào)試，經(jīng)過多次的反復試驗，達到了輸入電壓范圍：AC175~AC245V；輸出電壓：DC24V；輸出電流：Io=10A；輸出功率：240W；電源的效率：η≥80%；輸出紋波噪聲：不大于100mV；電壓調(diào)整率：SU≤2%；電流調(diào)整率：SI≤2%；輸出具有過流保護功能，動作電流12A的設計指標要求，實際工作的電路性能穩(wěn)定，工作安全可靠，驗證了方案是可行的。致謝在設計完成之際，我首先要向老師表示最真摯的謝意。認真負責的工作態(tài)度，嚴謹?shù)闹螌W精神和深厚的理論水平都使我受益匪淺。無論在理論上還是在實踐中，都給予我很大的幫助，使我得到很大的提高，這對于我以后的工作和學習都是一種巨大的幫助，感謝他耐心的輔導。老師的為人師表也讓我欽佩，在此向?qū)煴硎旧钌畹母兄x和崇高的敬意。本次設計的完成也要感謝我身邊同學，與他們一同學習，他們給我很多信心和幫助，是他們的支持和幫助，才使我的畢業(yè)設計工作順利完成，在此向各我的同學們表示由衷的謝意。由于本人學識有限，加之時間倉促，文中不免有錯誤和待改進之處，真誠歡迎各位師長、同學包涵，并提出寶貴意見。最后，感謝我的家人和朋友對我一如既往的支持和鼓勵。參考文獻1陳堅.電力電子學[M].高等教育出版社.2002(4):12-322張占松，蔡宣三.開關電源的原理與設計（修訂版）[M].電子工業(yè)出版社.2004(2):50-533劉勝利.現(xiàn)代高頻開關電源實用技術(shù)第1版.電子工業(yè)出版社.2001(3):29-344王兆安，黃俊.電力電子技術(shù)[M].西安:機械工業(yè)出版社，2007(4):12-325AbrahamIPressman王志強等譯開關電源設計第二版[M].電子工業(yè)出版社20066康華光，陳大欽.電子技術(shù)基礎（模擬部分）[M].高等教育出版社，20057DataSheetofLtc1968.LinearTechnology.20048張岳勻，謝運祥，何志偉.交流傳動系統(tǒng)PWM技術(shù)的近期發(fā)展及展望[M].北京:微電機，1999，1(28):28-319DataSheetofDS18B20.DallasSenorconductor10K.P.Gokhale,A.Kawamura,R.G.Hoft.DeadbeatMicroprocessorControlofPWMInverterforSinusoidalOutputWaveformSynthesis.IEEETrans.onIndustryApplications,1998,3(22):901-901.11吳保芳，王友軍，姚國順.一種新型三相SPWM變頻電源控制電路[M].電氣自動化.199812AbrahamPressman，王志強等.開關電源設計[M].北京:電子工業(yè)出版社,2006(8):60-7213梅開鄉(xiāng).SG32525芯片在開關(逆變)電源中的應用[M].電工技術(shù)ELECTRONICENGINEER.200614ChungYH,BurkhartCP.ALLSolid-stateSwitchedPulserforAirPollutionControlSystem[A].12thIEEEIntermationalPulsePowerConf[C].1999(6):177~18015Atmel.AVRRISCMicrocontrollerDataBook.199916劉樹新.現(xiàn)代電力電子技術(shù)發(fā)展及應用展望[N].電力系統(tǒng)及自動化學報，1994(3):50-53附錄畢業(yè)設計（論文）原創(chuàng)性聲明和使用授權(quán)說明原創(chuàng)性聲明本人鄭重承諾：所呈交的畢業(yè)設計（論文），是我個人在指導教師的指導下進行的研究工作及取得的成果。盡我所知，除文中特別加以標注和致謝的地方外，不包含其他人或組織已經(jīng)發(fā)表或公布過的研究成果，也不包含我為獲得及其它教育機構(gòu)的學位或?qū)W歷而使用過的材料。對本研究提供過幫助和做出過貢獻的個人或集體，均已在文中作了明確的說明并表示了謝意。作者簽名：日期：指導教師簽名：日期：使用授權(quán)說明本人完全了解大學關于收集、保存、使用畢業(yè)設計（論文）的規(guī)定，即：按照學校要求提交畢業(yè)設計（論文